一个单位功率因数降压型PWM整流器中高功率DC电机驱动应用.doc

1、一个单位功率因数降压型PWM整流器中/高功率DC电机驱动应用Hazm Faruk Bilgin, Member, IEEE, K. Nadir Kse, Grkan Zenginobuz, Muammer Ermis, Member, IEEE, Erbil Nalac, Isk adrc, Member, IEEE, and Hasan Kse摘要本文描述了一个单级统一功率因数降压型脉宽调制应用（PWM）的整流器和高功率变速直流电动机驱动器。所开发系统的优点是在交流电源电流低（与IEEE.519和IEC 555标准行事）谐波失真，几乎团结在较宽的工作速度范围轴功率因数，接近水平电枢电流和电压

2、波形。输出电压和电流转换器的数量甚至完全消除这些属性的最古老的电机设计中的任何电流换相失败的风险，如加速电机绝缘老化问题进一步电机和机械故障而循环轴承电流。设计标准和经营特点和降压型PWM整流器的特点受制于一个单位功率因数直流电动机驱动器上进行了讨论。由此产生的系统的性能进行了测试25- 65千瓦100- 150 A 10 - 20千赫兹的直流电动机驱动，在一个钢铁厂各工序使用。 关键词流电动机驱动，电能质量，脉宽调制，整流器。1.引言近年来，重点增加对电能质量提出了直接针对本身的清洁和发展新的功率变换器拓扑的研究。这些转换器工作在接近单位功率因数（PF），注入的供应非常低的谐波含量，并以相对

3、高的工作转换效率。 几个统一功率因素，如降压，升压整流拓扑，带或不带隔离降压升压拓扑派生已经提出的日期。他们的表演已被文献报道。其中，团结功率因数降压型脉宽调制（PWM）整流器是在详细研究在过去十年中最常见的拓扑结构之一。这些研究只处理文件IPCSD02-037在2001年的工业应用学会年会，芝加哥，九月30号至10月5日提出，并在工业应用会刊出版批准委员会工业电源转换器IEEE工业应用学会。稿件提交审查2001年8月1日发布并出版02年6月7日。H. F. Bilgin, M. Ermis, E. Nalac, and I. adrc are with the TBITAK-METU Inf

4、ormation Technologies and Electronics Research Institute, TR06531 Ankara, Turkey, and also with the Electrical and Elec-tronics Engineering Department, Middle East Technical University, TR06531Ankara, Turkey (e-mail: faruk.bilginbilten.metu.edu.tr; ermismetu.edu.tr;aenalrorqual.cc.metu.edu.tr; cadir

5、cibilten.metu.edu.tr).K. N. Kse and G. Zenginobuz are with the TBITAK-METU Information Technologies and Electronics Research Institute TR06531 Ankara, Turkey.单位功率因数降压型脉宽调制整流器应用到被动负荷2，4- 6，8- 10除11，探讨了转换器，直流电动机的组合。遗憾的是，在此转换器在实际应用中利用有限的出版物7。许多高频脉宽调制技术，如修改后的正弦脉宽调制2，空间矢量调制4，和delta调制10技术已被提出，并为单级三相降压实施，型

6、脉宽调制整流器。经营原则和降压型脉宽调制整流器的设计标准采用正弦脉宽调制技术改进是在2中给出。一种改进的正弦脉宽调制技术为基础的算法，是用人的输入电流位移因数补偿在稳定状态和输出电压调节一个单独的控制回路已经制定了5。脉宽调制技术的使用空间矢量调制已经开发和降压型脉宽4调制整流器实施。隔离的降压型脉宽调制整流器已在6和8，零电压开关调查，为这些类型已实现6。 本文论述设计和三相降压型脉宽为中/高功率DC电机驱动应用的调制整流器的执行情况。设计标准，所产生的直流马达驱动器的重要特征，以及降压型脉宽在变速电机应用调制整流器直流工作特性给出的文件。对造成的直流马达驱动器成功的业绩数字已获得在外地。这

7、一升级工作已经应用到各个工序的土耳其哈塔伊伊斯肯德伦钢铁厂造成停机时间最小化，减少了定期检查和维修工作，并增加了2000年中期以来的转换效率。二问题定义 在这个文件中，三个单位功率因数降压型脉宽调制整流器已应用于中等功率调速直流电动机驱动器。由此产生的新一代单象限（1 - Q）和可逆的两象限（2 - Q）的直流电动机驱动器已被应用到伊斯肯德伦钢铁厂各工序在现代化的工作，如烧结，范围工艺和原料充电过程（见附件）。这个现代化的实现工作被认为是在1998年，由于不可避免的原因如下： 对于公积金的限制施加新的处罚电力局（0.95滞后0.98按月铅）; 要符合本规定中谐波的国家几乎是与IEEE.519标

8、准相同; 为更有效地使用钢铁制造电力的需要，以便能够在市场上竞争。乍一看，对变频交流电机采用鼠笼式异步电动机驱动器的使用似乎是一个可行的解决这一问题。然而，同行的可行性研究表明，目前维持励直流电动机，提升他们的转换器和控制系统是随着变频交流传动技术的使用最经济的解决方案比较，原因如下：目前的直流电动机都处于良好状态，许多备件库存可除了为维护和维修经验丰富的人员。显着的机械零件和安装工作需要修改的鼠笼式异步电动机直流电动机替代目前，尽管相对昂贵的12，八和六杆的异步电机速度匹配的目的使用了。传统的直流传动继续发挥主导作用，当负载转矩恒定的严格要求和动态驱动器过载承受整个大速度设定范围涉及能力。这

9、一点尤其在烧结带托盘的地方往往是经常堵塞重要。在频率控制的可变速驱动器的使用将进一步必要的特殊转换型AC钼的职权范围，或昂贵的输出过滤系统，以获得高绝缘电机上摆脱压力，造成加速老化，绝缘故障的长期15- 17。为了满足该项目的目标，目前的直流电动机驱动器主要是通过更换升级磁性放大器，和沃德伦纳德系统，其次是老的六脉线换版本的团结桥变换器功率因数降压型脉宽调制整流器（图1）。背后的统一功率因数降压型脉宽调制整流器的抉择，而不是对thyristorized线换向的AC - DC转换器的现代版本如下。为工作在绝大多数时候，这些电机运行速度小于额定值的一半，因此，从现有的0.4千伏线对线50 Hz的交

10、流电源低于250V的电枢电压。这意味着六脉thyristorized的AC - DC转换器，如果选择，将工作在非常高值射击角度，从供应无功功率从而消耗相当数量，从而导致公积金不少于0.5低投入的大部分时间。此外，它注入，如第五，第七，第十一和电流谐波成分进入供应显着的低频超谐波数。由于无功消耗的变化通常是快速的直流电机在钢铁厂工作驱动系统，这种选择的成本作必要的无功补偿和滤波方案，例如使用有源电力滤波器或动态无功发生器的设计在被动分流过滤器的形式。然而，降压型脉宽调制整流器的选择本身工作在功率因数几乎在很宽的转速范围内的团结，不会产生如第五，第七，十一任何低次谐波和13倍的电源频率。既然选择了

11、正弦调制技术是脉宽调制，这种转换器产生作为开关频率及其倍数边带谐波。按照目前的半导体技术，开关频率在10-20的中等功率范围高达100 kHz的硬开关千瓦范围。这使得需要一个高频率的输入过滤器，在规模较小的使用，有固定的配置，因此是更可靠，更便宜的比较与六脉冲线换向的AC - DC转换器。三系统描述单位功率因数降压型脉宽调制整流器供电的一个单独的励直流电动机电枢电路连接图如图.1所示。该控系统和速度反馈回路框图表示也显示在相同的数字。每个功率半导体开关由超快恢复二极管与IGBT串联的，在反向电压产生的阻断能力和单向电流。一个低通滤波器是阻尼连接到转换器的过滤掉了线电流的开关频率谐波成分的输入端

12、。为了避免电机绝缘老化加速和因陡峭的电压波前，由于机械故障和循环轴承电流，开关频率谐波被过滤掉了阻尼输出滤波器。这个问题已经报告在过去十年中唯一变频异步电机驱动器15- 17。 Fig. 2. Operating characteristic of the 2-Q reversible dc motor drives.在本文中，修改后的正弦脉宽调制技术2选择开关信号来构造。开关信号由16- B的微控制器（日立H8S2655）在一个固定的频率产生。闭环的直流电动机调速控制是通过一个比例加积分（PI）在同一微控制器，它也是系统的统一功率因数负责经营数字控制策略的实施。两个额外微控制器（NEC公司7

13、8P058Y）是用于保护，展示和交流的目的。在伊斯肯德伦钢铁厂，由于排气风扇定速机，烧结过程中通过改变控制在适度的任期内烧结股的速度。因此，在这些驱动器和直线冷却器，1- Q报表直流马达驱动器是需要的，在速度控制行动造成只在速度扭矩平面的第一象限的一个单向恒定励磁。然而，从繁荣到转折点是单向通用开机器的行动需要在两个方向轴的速度。因此，对于这些机器2- Q报表可逆直流马达驱动器的设计由一个单向的统一功率因数降压型脉宽调制整流器的电枢端（图2）的使用，和一个四象限（4 - Q）的DC - DC转换在球场上侧（图3）。4- Q报表的DC - DC转换器（图3）允许两个领域目前迅速扭转，并保持它在电

14、源电压波动对预置值不变。四、营运的直流电动机驱动，降压型PWM整流器原理A脉宽调制技术比较脉宽调制技术已被普遍使用的电压和电流源逆变器的变频交流电机驱动器（VSI和CSI分别）。单位功率因数降压型整流器的控制也对电源电流在低失真这些技术为基础2，4- 11。在本文中，脉宽调制技术比较了直流马达驱动的应用程序的需要。这些都是可靠性和简易性，良好的瞬态响应，低调制指数（0-0.5）为工作时间，高输入功率质量最，优化的开关损耗，使半导体制冷系统可实现的，适宜的输入和输出滤波器体积不带过滤器的输入互动与低次谐波的供应存在。Fig. 3. Operation modes of 4-Q field exc

15、iter.正弦功率因数技术技术（SPWM）发现以来的PWM-VSI的科技大厂的早期发展广泛的应用范围。虽然调制指数控制范围相对较窄3，20。正弦功率因数技术是一种简单的技术，具有良好的瞬态响应19。更广泛的控制范围的调制指数相比，古典正弦功率因数技术可以通过采用改进的正弦功率因数程技术，它最初是在2发展得来的，也可以在3中找到。空间矢量脉宽调制（SVPWM）拥有的调制指数在更高的开关损耗费用广泛的调制指数，简单的实现，良好的瞬态响应，谐波失真度和最佳的控制范围宽在更高的开关损耗和噪声烦恼费用19。为了获得过调制，谐波注入脉宽调制（HIPWM）可用于注入参考波形谐波3，20。输入电流谐波频谱是非

16、常相似的正弦功率因数技术和空间矢量脉宽调制者，但注入的谐波分量的贡献3，20。降低噪声可以得到的随机脉宽调制技术的应用19。它的开关频率谐波分布及其倍数的整体频谱。但是，这种计算结果的开销以及更高的功率因数在正弦技术和空间矢量脉宽调制的电流纹波比较19。为了减少连续脉宽调制提到了25-50，连续脉宽调制技术（DPWM）金额以上技术的开关可以采用20的损失。更低的开关损耗中的DPWM在不可控的下调制地区支出为20。虽然在高频率开关在DPWM的数量减少，每个开关产量仍然很高，这是不可取的，特别是在高功率应用中，栅极关断晶闸管（陆地观测系统）通常和绝缘门极换（IGCTs）是新使用。对于这类应用，选择

17、性谐波消除法（脉宽调制脉冲SHEM）21是最合适的一个。然而，脉宽调制，脉冲SHEM遭受贫困的瞬态响应和高的计算量。增量调制技术7，10（也称为滞后调制）是非常电压源转换器应用中广受欢迎，但它需要输入电流在线监测;此外，它甚至比在开关频率以及更高的SPWM和SVPWM的。在上面给出的定性比较，修改查看SPWM与SVPWM控制技术，满足大部分应用的需求。模拟研究表明，修改操作SPWM与SVPWM的同时取得令人满意的表现，以及一个单位功率因数降压型整流直流电动机相结合的控制。在降压型整流器应用，这两种技术都非常塑造输入交流量，唯一的差别在功率半导体开关模式是相似的。修改后的正弦脉宽调制技术，已被选

18、定为实施考虑作者的过去与SPWM的经验。Fig. 4. Current-source buck-type rectifier. B.操作原理 降压型PWM整流器中的直流电动机驱动器的工作原理来解释将修改后的正弦脉宽调制技术。一个三相电流源降压型整流器的简化电路图如图所示。 交换机的交换功能被定义为： ON denotes the supply line to which the switch connected OFFwhere denotes the upper or lower part of the bridge to which the switch belongsand, at an

19、y time, must be satisfied.有六个时间间隔，由线到中性电压( )十字路口（或零线对线电压穿越）决定如图.5。在一定的时间间隔，开关 连接到最积极的阶段和开关( )连接到时间间隔内最消极的阶段被称为“主开关。“这些交换机连接到其余的第三阶段被称为“子开关”。最积极和最负线到中性每个环节的时间间隔电压在图.5中是不同无论是从30到90或90至30正弦的波形部分。SPWM技术已应用在通常的方式，通过比较恒定振幅的正弦参考电压段（图6）三角载波信号。Fig. 5. Six time intervals defined with respect to supply voltage

20、 waveforms.Fig. 6. Switching signals of the main- and subswitches in time interval III.正弦参考电压段分别在六个相线对中性电压段在图.5中。输出直流电压平均值为图调整不同的参考电压信号的振幅在图6中。整流器的开关频率，显然是等于载波信号的频率，必须六次供电频率的倍数。开关频率可调的范围是10至20千赫的实施制度。在主副开关的切换时间间隔三功能给出了图6，作为一个例子。从AC电源供应转移到直流电动机的时间间隔将在两个主开关的地方（一个在上“，并在较低的“升“的转换器的组成部分之一），或一个主交换机和一子开关是同

21、时进行。另一方面，在该期间在两个分开关在传导的，随心所欲的行为发生。除了转换器的开关，续流二极管（正向）随心所欲的行动可以连接到外部为防止可能出现的过电压保护的目的转换器输出。这是允许的，因为在申请中提到的统一功率因数降压型PWM整流器是只能使用在第一和第三象限，在输出电压总是积极的结果。在正常工作范围内，对序列进行半导体因此主-主，主-副和子-子，例如来自第三区间的起点，直至零交叉点，然后到三月底的区间。 调制指数是指其中和是参考和载波电压信号的振幅分别。由于输出电流几乎保持不变开关周期内，由于产量大电感，整流器的线电流可以表示为 = (3)其中小写字母表示的电流瞬时值相关和资本是平均输出电

22、流，这等于在瞬间大电流输出电感的假设。整流器的输出电压可表示为整流器的输入电流和输出电压可以表示为（5）及（6）2，5平均整流器的输出电压是直接康波，在新界东北（6）。平均值可以通过改变M。它也可以被控制在EI转移，有开关信号与电源电压波形方面的方向。当开关信号由角移就过零线对线电压分，这将减少的2的因素5，载于（7）。 在图4的整流器输入过滤器过滤掉几乎所有的从开关，并在同一时间产生的电流谐波，介绍了一种导致整流器相对于供应的电压相位角.的输入电流。 供电线路的电流，因此可以表示为：在图4为系统的主要设计目标之一是要在统一的供应酚醛终端。这使得必要的，不仅转移方面的线对中性点电压的相位角段所

23、有的开关信号，而且还调整调制指数M到 。然后，整流线路电流成为如下（9）。TABLE ITECHNICAL SPECIFICATIONS OF IMPLEMENTED DC DRIVES这就产生了单位功率因数，可以理解为从（10），其中是新的调制指数，如（11）鉴于。输出电压的平均值可以表示为（11）。方程（12）表示的事实是，为了使输入功率因数，同时保持团结在理想的数值上，不仅要受到的开关信号相位角移，调制指数也从（6）计算应调整为。在案件在输出的FWD，移之间的调制指数M和整流输出电压.的非线性关系交换功能以外30个结果。五，设计与实现A.技术规格所设计的PWM的输入和输出规格降压型整流器

24、为载于表一。B.硬件 图7显示了前面板和所执行的25KW 100 -A10- 20 - kHz的烧结链直流电动机驱动器内部视图。1）电路布局：该电源电路布局已精心设计，以尽量减少产生的杂散电感连接。这就避免了在电路中，由于高M危险过电压的产生。定制的母线用于之间电源开关和输入/输出过滤器的连接。【图7（b）】2）功率半导体：在电源电路，第三代IGBT是使用。超快速软恢复二极管，应以这样一种方式，他们选择的关断时间小于或等于IGBT的，为了避免碰到他们过压。这两个系列IGBT和二极管都受到高峰线路到线路电源电压，并进行整流器的输出电流的峰值。所有功率半导体的评级被选择根据与两个安全系数这些标准。

25、3）输入滤波器：从半导体开关整流器输入电流谐波产生的过滤掉低通LC滤波器调谐到1千赫（近1开关频率十分之一）。正如在13建议，它已被设计成一个阻尼LC滤波器（图1）为了消除共振风险而可能产生的任何供应方与拐角频率的谐波分量的巧合。在阻尼低通滤波器，最大限度地减少电感电容值的价值，并将给我们更好的开关频率过滤。然而，较高的滤波电容意味着更多的电容瓦尔代被延迟开关信号更加团结的功率因数运行，补偿。由于FWD是跨越了保护的目的整流器的输出端目前，开关信号的最大延迟角已被限制为30。这将限制经营范围，其中输入功率因数，可在单位保存。然而，作为设计目标，这是为了保持统一，从100至10的满负荷功率因数接

26、近。因此，在选择的电容值，谐波失真增加电源电流必须兼顾有用的工作范围内削减其公积金可在统一保管。最佳滤波器的参数是：这些应用。典型的电容和电感电流的波形图8中给出。4)输出过滤器：有阻尼二阶滤波器连接到整流器的输出，以筛选出的开关频率谐波（10-20千赫），它出现在输出电压，从而在电枢终端。这些高频谐波电压应力对元件造成电枢绝缘和轴承电流通过诱导由于高。输出滤波器调谐到1.5千赫，以获得一个开关频率纹波电压衰减到其近10。一种无定形的金属芯（1密尔Metglas）已选择了输入和输出滤波电感器，以减少功耗和体积的核心。在现有标准的核心尺寸和成本来看，输出滤波电感值选为H，它足够大，以保持输出电流

27、接近水平，以及相应的电容值，如 F.。图9显示了典型的电压和输出滤波电感电流波形。(a)Fig. 9. Output filter inductor voltage and current waveforms, Ch.2: voltage, Ch.4: current (10 mV/A). (a) Time base: 2 ms/div. (b) Time base: 100 s.5)冷却系统：每一个系统被放置到提供符合IP55机柜顶部安装的工业空调，如图所示。 7（a）提供内部封闭的空气流通。因为在内阁中最耗能元件是半导体，它们装在一个风扇冷却散热片。散热器的安排是安装在机柜的背面通过密封这

28、样一种方式，功率半导体在内阁仍然配件，而鳍和冷却风扇在外面的。C.控制器的研制系统的控制，保护和监测任务都是以数字的微控制器。该控制器的硬件电路框图图给出。10。具有嵌入式微控制器（模拟到数字转换器，PWM模块，通信模块等），必要的外围设备大部分是首选更高的噪声免疫力。 PWM工作是由一个16- B的微控制器（日立H8S2655）。监测和控制系统和用户界面的监督工作，由两个8- B的微控制器（NEC78P058Y）。其中一人已被设计为整个系统包括过程控制行动的主控制器。当整个初始条件都满足时，主控制器启动的PWM操作16- B的微控制器。除了供电电压的所有信号均是由霍尔效应器件。所有的模拟信号

29、（如图10所示）转换成数字形式的10- B的A / D转换器的微控制器嵌入。有功功率，无功功率和功率因数角的计算方法是用线对线电压，线电流和其余 微控制器。在PWM工作框图中给出Fig11。由于切换策略需要两个不同的PWM模式和间隔的时间在图5中的每个它们的逆，两个PWM通道已经足够。其中一个比较有参考正弦从30 变三角波载波到90，而其他厂商的一个具有参考改变从9030 波比较。正弦值变化为30 90 是在查找放在桌子上。当值的PWM运行周期寄存器更新30 -微秒的步骤，以维持开关时间为100至50s的变化可能的范围内所需的计算精度。载波波形的频率可调节的范围从10至20千赫，经加载和气候条

30、件所施加的实际限制而定。这些PWM模式P1和P2和P1和P2的逆是针对由一个开关选择开关援助单位，如图10所示。3- B的数字信号S0的图10中一中二中定义了六个图5的时间间隔和真值表之一。交换机的选择单元真值表如表二。交换机的选择作为一个组合逻辑电路的硬件设计单位确定了主，副双开关的PWM模式，应该得到的P1，P2和P1和P2的逆S0的中一中二，供选择的每一个信号的时间间隔。在操作过程中，穿越后，一个新的线路到线路零电压检测，脉宽调制模式引导到下一个开关组在事实表中给出的序列。该开关选择单元可以禁用系统的监督和控制单元，单片机本身，为了保护硬盘和负载。Fig. 10. Controller

31、hardware.Fig. 11. Block diagram of control systemsTABLE IITRUTH TABLE OF SWITCH SELECTOR 图12显示了主要计划，是为负责该系统的运作流程。各主要子程序流程图也包含在数字相同。有两种不同的PI控制器在整个控制系统：速度和电流PI控制器。 PI控制器的速度生成速度进行比较，参考轴的转速信号的电枢电流设定值。轴的转速信号可以采取直接从测速发电机电枢电阻或使用电压下降补偿技术计算。电流控制器产生了比较实际电枢与速度控制器产生的参考信号电流信号调制指数。以这种方式计算出的调制指数修正是需要的同时要考虑到供应方的转换器

32、的功率因数根据（11）。权力由团结的因素，偏差补偿转向整体转换模式和时间选择开关的瞬间。相移限制在30中由于存在的FWD的方向。有价证券投资型速度和电流控制器在软件实现离散时间。目前PI控制器更新其输出改变调制指数在每250秒这是比直流电动机电气时间常数短。对于灵活的参数调整，速度控制器更新其在一时间可调输出。由于速度控制器不需要像电流控制器速度快，其最小更新时间被选为1.66毫秒。六。实验结果十六单元功率因数降压型PWM整流器的直流电动机驱动器已成功运行在2000年中期以来工厂。试验结果取得了25千瓦的直流电动机驱动器第一季度在烧结链运行将在提交的文件。电源电流和相应的线到中性电源电压波形接

33、近半负荷为960 kHz的开关频率是在图13中给出的直流马达驱动器的操作。在对负载的输入功率因数的变化是在图14所示。所有已安装直流电动机驱动器收集到的实验结果表明，输入功率因数可维持在功率因数接近恒定的经营范围从满载到部分负荷。在轻负载（小于10-20全时驱动器的大小取决于负载），输入功率因数从团结中的主导功率因数功率因数范围偏离。这是因为最大的30个开关信号从外部连接的FWD的运作而实施的相移预期的结果。Fig. 12. Flowchart of the dc drive.Fig. 13. Ch.4: supply current (10 mV/A) and Ch.2: line-to-n

34、eutral voltage.Fig. 14. Variations of input PF with load.一个样本同时记录整流器输入电流前()后()过滤是由于在图15。图16显示了他们的谐波谱。在开关频率（960千赫），以及它的倍数是显而易见的光盘边带谐波图16（a）条。这些谐波成功筛选出可以理解为从谐波频谱图16（b）项。 图17显示了整流输出电压，电枢电流，并申请了相同的操作和切换条件电枢电压波形。过滤后，电枢电流和应用电枢电压波形接近水平。对于旧电机设计，如果电机供应了从线换向交直流转换器，例如，六脉冲晶闸管整流，第六届电压谐波和它的倍数会迫使他们通过自己的电枢绕组电流谐波成分，

35、造成在严重的电流换换向器故障问题，特别是在高速行驶，在满负荷18。这将是淘汰，由一个足够大的直流扼流圈使用在转换器输出。Fig. 15. PWM rectifier input current before Ch.3: i(16 mV/A) and afterCh.4: i(10 mV/A) filtering.（a）（b）Fig. 16. Harmonic spectra of supply currents. (a) Before input filter. (b) After input filter.Fig .17. Output characteristics of the PWM

36、rectifier, Ch.2: rectifier output voltage, Ch.3: armature terminal voltage (250 V/div), and Ch.4: armature current (10 mV/A).Fig. 18. Rising edge of applied motor voltage pulse. 另一方面，高s和应用的电机电压瞬态峰值会导致高绝缘讲于电枢，造成了长期的加速老化，绝缘故障。此外，长电缆之间的汽车和转换器运行恶化以上16中提到的情况，17。图18显示了一个上升沿电机电压脉冲，即使是短期电机运行电缆（50米）的输出断开后在外地

37、电路过滤器。值得一提的是，即使是50米电缆运行，瞬态峰值电压为750伏（50，比正常的值V550以上），并为3.5千伏/秒对于一个较长的电缆运行（250米），最高电压达120千伏Fig. 19. Application points of implemented dc motor drives based on buck-type PWM rectifier in sintering process of Iskenderun Iron and Steel Plant.Fig. 20. (a) Universal machine, used for charging raw materials

38、 from the harbor to the sintering process. (b) DC motors, for turning the boom of the universal machine. (c) Application point of the new-generation dc motor drive for boom-turning action of the universal machine.七、结论对直流电动机一个单位功率因数降压型PWM整流器的驱动器领域的经验表明，由此产生的制度一直处于较高的成本费用超过线换向直流电动机驱动器优越的经营特色，并提供了良好的匹配

39、关系标准电源电压等级和电压等级标准直流电动机，从而消除了一个特殊的整流变压器的需求。初始投资成本较高，主要是通过消除抵消，尤其是在严格的限制谐波和功率因数应用于国家的外部连接的变量无功补偿的需要，规模比较大的谐波滤波器。此外，由一个降压型PWM整流器的组合使用一个简单而廉价的高频输出滤波器，输出电流和电压可以近似为近水平波形。这是特别重要的直流马达设计，以防止因换相失败的高速负载下，绝缘失效，由于这些风险的高电机，由于机械故障和轴承电流一个单位的功率因数降压型PWM整流器的直流电动机应用介绍，如四象限运行的可能性，降低输入电流谐波失真等一些机会，在其他已知转换器拓扑结构的使用。按照目前的IGBT技术，近500千瓦的单位似乎是可执行的。