基于MATLAB的脉宽调制.doc

1、第1章 绪论1.1 脉宽调制技术的研究背景电气传动的发展随着电力电子技术、微处理器技术的发展以及材料技术尤其是永磁材料技术的进步，电气传动系统，包括交、直流电动机调速及伺服系统，正在向系统高性能、控制数字化、一体化机电的方向发展。直流传动系统控制简单、调速特性好，一直是调速传动领域中的重要组成部分。现代的直流传动系统的发展方向是电动机主极永磁化及换向无刷化，而无刷直流电动机正是在这样的趋势下所发展起来的机电一体化电动机系统。一般意义上的无刷直流电动机(Bruhless DC Motor,BLDCM)是指方波无刷直流电动机，其特征是只需简单的开关位置信号即可通过逆变桥驱动永磁电动机工作。1975

2、年无刷直流电动机首次出现在NASA报告中。之后，由于高性能、低成本的第三代永磁材料的出现，以及大功率、全控型功率器件的出现，使无刷直流电动机系统获得了迅速的发展。1977年，出现了采用钐钻永磁材料的无刷直流电动机。之后不久，无刷直流电动机系统开始广泛采用高磁能积、高矫顽力、低成本的第三代NdFeB永磁材料，且采用霍尔元件作位置传感器，采用三相全桥驱动方式，以提高输出转矩，使其更加实用。1986年，H.R.Bolton对方波无刷直流电动机系统进行了全面的总结，这标志着方波无刷直流电动机系统在理论上、驱动控制方法上已基本成熟。近年来，虽然永磁直流电动机也随着永磁材料技术的发展而得到了性能的提高，依

3、然在直流传动系统中被广泛应用，但直流传动系统已经处于无刷直流电动机大规模普及与应用的阶段。现代交流传动系统已经由感应电动机为主发展为多机种，尤其是以永磁同步电动机的发展最为显著。一方面，由感应电动机构成的交流调速系统性能依然不断提高，变压变频(VVVF）技术及矢量控制技术完全成熟。通过模仿直流电动机中转矩控制的思路，采用坐标变换，把交流感应电动机的定子电流分解成励磁分量和转矩分量，并通过对磁通和转矩的独立控制、使感应电动机获得类似直流电动机的控制特性。近年来又陆续提出了直接转矩控制、解耦控制等方法，从而使交流调速控制有了突破性的发展，并出现了一系列用于交流调速系统的高性价比的通用变频器。另一方

4、面，永磁同步电动机调速及高性能伺服技术发展迅速，应用功率范围不断扩大。永磁同步电动机（Permanent Magnet Synchronous Motor,PMSM)，又被称为正弦波无刷直流电动机系统，实际上为带有位置传感器的、由逆变器驱动的永磁同步电动机系统。其反电势波形为正弦波，相应的绕组电流也为正弦波。关于永磁同步电动机的研究主要集中于电动机的新型结构形式、气隙磁场的设计、计算和绕组电流的控制。其中，绕组电流的控制为大部分文献研究的焦点。1982年，G.P.Fatt从理论上指出了两种有效获得正弦绕组电流的方法，即静止坐标系下的电流控制方法，它包括电流调节型SPWM控制方法（CRPWM）和

5、电流滞环控制方法，指出了其应用范围，并加以实验验证。至今，这两种方法在永磁同步电动机系统中得到了最广泛的应用。1987年，P.Pillay对方波无刷直流电动机和正弦波无刷直流电动机系统进行了全面的对比，在总结正弦波无刷直流电动机各种研究成果的基础上，提出了基于旋转坐标系下的正弦波无刷直流电动机系统绕组电流控制方法：id、iq法。此后的研究虽然在控制手段上不断改进，但控制方法没有本质的突破。一般实现电流控制的手段有模拟方法、模拟数字混合方法、全数字方法等，并在逐步向全数字控制方向发展。感应电动机和永磁同步电动机系统相比较，无论是在效率、功率密度等各方面，永磁同步电动机系统均具有相当优势。因此，交

6、流永磁同步电动机在交流传动系统中的应用范围会继续扩大。综上所述，高性能直流传动系统在向方波无刷直流电动机为主的方向发展，而方波无刷直流电动机在向电流正弦化的方向发展；同时，高性能交流传动系统在向交流永磁同步电动机系统为主的方向发展，而永磁同步电动机系统也在向无位置检测或位置检测简易化的方向发展。由于二者的电动机本体均为永磁同步电动机，且系统结构大致相同，因此交、直流之分越来越模糊，二者的发展方向相同，概念趋向一致。在电动机理论和其他相关技术发展的推动下，“无刷直流电动机”的概念已由最初特指具有电子换向的直流电动机发展到泛指一切具备有刷直流电动机外部特征的由驱动器驱动的永磁同步电动机。无刷直流电

7、动机或永磁同步电动机的发展亦促使电动机理论与电力电子技术、微电子技术、计算机技术、现代控制理论及高性能材料的紧密结合。如今，无刷直流电动机或永磁同步电动机系统集特种电动机、变流机构、检测元件、控制软件和硬件于一体，形成新一代的一体化电动机系统，体现着当今应用科学的最新成果，是机电一体化的高技术产物。1.2 脉宽调制技术的发展随着全控型功率电子器件的发展，脉冲调宽（PWM）技术与开关功率电路成为主流技术，在功率应用中基本取代了线性功率放大电路，以减小功率器件导通损耗，提高驱动效率。在PWM技术中，功率器件工作在开关饱和导通状态，通过改变功率器件的驱动脉冲信号的开通与关断的时间，来改变加在负载两端

8、的平均电压的大小。当负载为直流电动机时，也就实现了电动机的调压调速控制，这也就是PWM控制的基本原理。改变脉冲信号的开通、关断时间有两种基本方式。一种方式是将脉冲信号的开关频率及周期Ts固定，通过改变导通脉冲的宽度来改变负载的平均电压，这就是脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation,PWM）。另一种方式是将脉冲信号的导通宽度固定，通过改变开关频率及周期T来改变负载的平均电压，这就是脉冲频率调制（Pulse Frequency Modulation,PFM）。由于PFM控制是通过改变脉冲频率来实现平均电压的调节的，频率变化范围较大。在频率较低时，往往人耳所感觉到的电磁噪声较高；

9、而在频率较高时，会导致功率器件开关损耗的增加，而且还存在功率器件关断速度的限制。最严重的情况是，在某些特殊频率下系统有可能产生机械谐振，就会导致系统产生振荡和出现音频啸叫声。而在PWM控制中，由于脉冲频率固定，通过频率选择不但可以克服上述问题，而且有利于消除系统中由于功率器件开关所导致的固定频率的电磁干扰。因此在电气传动领域内PWM控制技术成为应用的主流。在交流电气传动中，脉宽调制技术用于产生单相或三相交流电即实现逆变，控制信号变为幅值和频率均可变化的周期信号。在各种形式的周期控制信号中，正弦波控制信号应用最为普遍，因此一般统称为正弦波脉宽调制（Sinusoidal Pulse Width M

10、odulation,SPWM）。传统的SPWM技术多采用模拟技术来实现，即脉宽调制信号的获得是通过三角波与所希望的调制函数直接比较而获得。随着高性能的交流伺服驱动系统的全数字控制的发展，要求用数字方法来实现脉宽调制。纵观现有的文献，数字脉宽调制方法多采用规则采样技术，通过三角载波与所希望的调制函数的比较获得数学方程式，PWM信号则是通过对规则采样技术获得的数学方程式的计算获得的。这种数字脉宽调制方法是对模拟自然采样的三角波正弦波（SPWM）方法的近似：虽然还存在一些SPWM优化算法，诸如谐波型SPWM技术以及准最优SPWM技术等，但算法复杂，计算时间增加，应用较少。而近年来出现的空间矢量脉宽调

11、制（SVPWM）技术，相应的数字计算方法形成的脉宽调制信号与传统的SPWM信号相比，具有更多优点。因此空间矢量脉宽调制技术在交流电动机驱动系统中得到了广泛的应用。第2章 PWM控制的原理介绍2.1 概述PWM（Pulse Width Modulation）控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形（含形状和幅值）。2.2 PWM控制技术分类1)正弦PWM（SPWM）；2)特定谐波消除PWM（SHEPWM）；3)最小纹波电流PWM；4)空间矢量PWM（SVM）；5)随机PWM；6)滞环电流控制PWM；7)瞬时电流控制正弦PWM；8)Delta调

12、制PWM；9)Sigma-Delta调制PWM。通常PWM技术可以按电压控制或电流控制来分类，或按前馈方式或反馈方式来分类，也可以按基于载波或不基于载波来分类。本论文主要围绕其中的SPWM，SVPWM，滞环电流控制PWM三种PWM控制方法展开介绍，并进行对比。2.3 PWM控制的基本原理及其理论基础在采样控制理论中有一个重要的结：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形的基本相同。如果把各输出波形用傅里叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。例如图2.1所示的三个窄脉冲形状不同，其中图2.

13、1a为矩形脉冲，图2.1b为三角形脉冲，图2.1c为正弦半波脉冲，但它们的面积（即冲量）都等于1，那么，当它们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出相应基本相同。当窄脉冲变为图2.1d的单位脉冲函数时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数。图2.1 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲a） 矩形脉冲 b）三角形脉冲 c）正弦半波脉冲 d）单位脉冲函数图2.2a的电路是一个具体的例子。图中为电压窄脉冲，其形状和面积分别如图2.1的a、b、c、d所示，为电路的输入。该输入加载可以看成惯性环节的电路上，设其电流为电路的输出。图2.2b给出了不同窄脉冲时的响应波形。从波形可以看出，在的上升段，脉冲形状不同时

14、的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。脉冲越窄，各波形的差异也越小。如果周期性地施加上述脉冲，则响应也是周期性的。用傅里叶级数分解后将可看出，各在低频段的特性将非常接近，仅在高频段有所不同。上述原理可以称之为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。图1.2 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形a）电路 b）响应波形下面分析如何用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波。把图2.3a的正弦半波分成等分，就可以吧正弦半波看成是由个彼此相连的脉冲序列所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列利用相同数量

15、的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积（冲量）相等，就得到图2.3b所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，各脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦规律变化的。根据面积等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。像这样脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称SPWM波形。要改变等效输出正弦波的幅值是，只要按照同一比例系数改变上述各脉冲的宽度即可。PWM波形可分为等幅PWM波和不等幅PWM波两种。由直流电源产生的PWM波通常是等幅PWM波；由交流电源产生的PWM波通常

16、是不等幅波。不管是等幅PWM波还是不等幅PWM波，都是基于面积等效原理进行控制的，因此其本质是相同的。图2.3 用PWM波形代替正弦半波a） 正弦半波 b）脉冲序列如图2.4把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。图2.4 脉冲调制电路通常采用等腰三角波作为载波，因为等腰三角波上下宽度与高度呈线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，在交点时刻就可以得到宽度正比于调制信号波幅度的脉冲。第3章 正弦脉冲宽度调制SPWM基本原理3.1 概述为了阐述明白SPWM的原理，下面先介绍简单的单相桥式逆变电路。逆变器理想的输出电压是如

17、图3.1b所示的正弦波。将图3.1b正弦波半个周期均分个相等的时区，图中，每个时区的时间对应的时区宽度为，第个时区的终点时间为，起点时间为，第个时区的中心点相位角为： (3.1)图3.1 用SPWM电压等效正弦电压a) 逆变电路 b)正弦电压 c)SPWM电压等效电压图3.1b中当时区数很大时，正弦波可以看作是由正、负半波各有个等宽（）但不等高（高度为）的不连续脉波电压、组成。图3.1a中逆变电路的输入电压是直流电压，依靠开关管的通、断状态变换，逆变电路只能直接输出三种电压值、0、。对单相桥式逆变器四个开关管进行实时、适式的通、断控制，可以得到图3.1c所示在半个周期中有个多脉波电压的交流电压

18、。图中正、负半周范围也被分为个（）相等的时区，每个时区宽度为，每个时区有一个幅值为、宽度为的电压脉波，相邻两脉波电压中点之间的距离相等（），6个脉波电压的高度都是，但宽度不同，宽度分别为、。如果要图3.1c中任何一个时间段中的脉宽为、幅值为的矩形脉冲电压等效于图3.1b中该时间段中正弦电压，首要的条件应该是在该时间段中，两者对电压对时间的积分值，即电压和时间乘积所相当的面积相等。即： (3.2)即： (3.3)由图3.1c可知，(3.3)式左边为第个逆变电压脉波的积分值，其电压幅值为、作用时间为，对应的脉波电压宽度，；(3.3)式右边式中的是(3.1)式的，即第个时区中心点的相位角，因此有(3

19、.3)式可得到： (3.4)如果半个周期中脉波数很多，即，则：则(3.4)式为：因此，图3.1c中第个脉波在时间段中电压平均值为： (3.5)或第个脉波电压的占空比： (3.6)由图3.1b、c可知，在每个脉波电压周期中，逆变器输出一个等高不等宽的脉波电压。(3.5)式左边是宽度为、高度为脉波电压在周期中的电压平均值，(3.5)式右边式该脉波周期中，脉波中心点位置角处正弦电压的瞬时值，即，因此在任何一个脉波周期中，只要等幅不等宽的脉波电压的平均值等于该脉波中心点（）处正弦电压的瞬时值，则等幅不等宽的脉波电压就与该脉波周期中的正弦电压等效。换句话说，只要对逆变电路的开关器件进行实时、适式的通断控

20、制，使每个脉波的平均电压、脉波宽度或占空比按(3.5)、(3.6)式的正弦规律变化，则逆变电路输出的多脉波电压就能与正弦电压等效。通过傅里叶分析可以得知，输出电压中除基波外仅含有与开关频率倍数相对应的某些高次谐波而消除了许多低次谐波，开关频率越高，脉波数越多，就能消除更多的低次谐波，是逆变电路的输出电压更近似于连续的正弦波。3.2 PWM的调制方式和相关术语3.2.1 单极性（Unipolar）PWM调制与双极性（Bipolar）PWM调制载波（三角波）在调制波半个周期内只在一个方向变化，所得到的PWM波形也只在一个方向变化的控制方式称为单极性PWM控制方式。单极性PWM控制方式如图3.3所示

21、，逆变器同一桥臂的上部功率开关管和下部功率开关管在调制波（输出电压基波）的半个周期内仅有一个功率开关管多次开通和关断。图3.2是采用IGBT作为开关器件的单相桥式PWM逆变电路。设负载为阻感负载，工作时和的通断状态互补，和的通断状态也互补。具体规律如下：在输出电压（即为）的正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。在负载为正的区间，和导通，负载电压等于直流电压；关断时，负载电流通过和续流，。在负载电流为负的区间，仍为和导通，因为负，故实际上从和流过，仍有；关断，开通后，从和续流，。这样，总可以得到和零两种电平。同样，在的负半周，让保持通态，保持断态，和交替通态，负载电压可以得到和零两种电平。控

22、制和的通断的方法如图3.3所示。调制信号为正弦波，载波在的正半周为正极性的三角波，在的五班周为负极性的三角波。在和的交点时刻控制IGBT的通断。在的正半周，保持通态，保持断态，当时使导通，关断，；当时使关断，导通，。在的负半周，保持断态，保持通态，当时使导通，关断，；当时使关断，导通，。这样，就得到了SPWM波形。图3.3中表示中的基波分量。 图3.2 单相桥式PWM逆变电路 图3.3 单极性PWM控制方式波形和单极性PWM控制方式相对应 双极性控制方式。图3.2的单相桥式逆变电路在采用双极性控制方式时的波形如图3.4所示。采用双极性控制方式时，在的半个周期内，三角波载波不再是单极性的，而是有

23、正有负，所得到的PWM波也是有正有负。在的一个周期内，输出的PWM波只有两种电平，而不像单极性控制时还有零电平。仍然在调制信号和载波信号的交点时刻控制各开关器件的通断。在的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。即当时，给和以导通信号，给和以关断信号，这时如，则和导通，如，则和通，不管哪种情况都是输出电压。当，给和以导通信号，给和以关断信号，这时如，则和导通，则和通，不管哪种情况都是输出电压。可以看出，单相桥式电路既可以采取单极性调制，也可以采用双极性调制，由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。这两种方式差别仅仅在于正弦波与三角波比较的方法，双极性调制时，任何半周期内调

24、制波、载波及输出SPWM波均有正、负极性的电压交替出现，有效地提高了直流电压的利用率。一般来说，单极性PWM调制方式产生的谐波较小，但是难于实现，在本论文中只讨论双极性PWM调制方式。图3.4 双极性PWM控制方式波形3.2.2 载波比、调制比对PWM调制的影响根据脉宽调制的特点，如图3.1逆变器主电路的功率开关器件在其输出电压半周期内要开关次，把期望的正弦波分段越多，则越大，脉冲序列波越小，上述分析结论的准确性越高，SPWM波的基波更接近期望的正弦波。但是，功率开关器件本身的开关功能是有限的；因此在应用脉宽调制技术是必然要受到一定条件的制约，这主要表现在以下两个方面。3.2.2.1功率开关器

25、件的频率各种电力电子器件的开关频率受到其固有的开关时间和开关损耗的限制，普通晶闸管用于无源逆变器时须采用强迫换流电路，其开关频率一般不超过300500，现在在SPWM逆变器中已很少应用。取而代之的是全控型器件，如电力晶体管（BJT开关频率可达15）、可关断晶闸管（GTO开关频率为12）、功率场效应管（P-MOSFET开关频率可达50）、绝缘栅双极晶体管（IGBT开关频率可达20）等。目前市场上的SPWM逆变器产品以应用IGBT为主。定义载波频率与参考调制波频率之比为载波比（carrier ratio），即 (3. 7)相对于前述SPWM波形半个周期内的脉冲数来说，应该有。为了使逆变器的输出波形

26、尽量接近正弦波，应尽可能增大载波比；但若从功率开关器件本身的允许开关频率来看，载波比又不能太大。值应受到下列条件的制约： (3. 8)(3.8)式中的分母实际上就是SPWM逆变器的最高输出频率。3.2.2.2最小间歇时间与调制度为保证主电路开关器件的安全工作，必须是调制成的脉冲波有最小脉宽与最小间歇的限制，以保证最好脉冲宽度大于开关器件的导通时间，而最小脉冲间歇大于器件的关断时间。在脉宽调制时，若为偶数，调制信号的峰值与三角载波相交的地方恰好是一个脉冲的间歇。为了保证最小间歇时间大于，必须使低于载波的峰值。为此定义与之比为调制度，即 (3. 9)在理想情况下，值可在01之间变化，以调整逆变器输

27、出电压的大小。实际上总是小于1，在较大时，一把取最高值，即取0.80.9。3.2.3 异步调制和同步调制3.2.3.1 异步调制异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式。通常保持固定不变，当变化时，载波比是变化的。在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后周期的脉冲也不对称。当较低时，较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称的不利影响都较小，当增高时，减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大。因此，在采用异步调制方式时，希望采用较高的载波频率，以使在信号波频率较高时仍能保持较大的载波比。3.2.3.2 同步调制同步调制等于常数

28、，并在变频时使载波和信号波保持同步。基本同步调制方式，变化时不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。三相公用一个三角波载波，且取为3的整数倍，使三相输出对称。为使一相的PWM波正负半周镜对称，应取奇数。很低时，也很低，由调制带来的谐波不易滤除，很高时，会过高，使开关器件难以承受。为了克服上述缺点，可以采用分段同步调制的方法。3.2.3.3 分段同步调制把范围划分成若干个频段，每个频段内保持恒定，不同频段不同。在高的频段采用较低的，使载波频率不致过高，在低的频段采用较高的，使载波频率不致过低。图3.5 分段同步调制方式第4章 三相逆变输出器的电压和波形的SPWM控制前面为了说明PWM的原理，用了大量

29、的图文解析单相桥式逆变电路的SPWM控制。但本论文主要是通过SPWM和电压矢量控制PWM（SVPWM）的对比和研究，而SVPWM主要是控制三相异步电机的控制方式，采用的都是三相电路仿真，所以要在同一个电路中比较两种控制方式的优劣，必须说明三相SPWM。图4.1和图4.2中三角形高频载波幅值为、频率为，三相调制参考信号正弦电压、为：式中为调制波的角频率，为正弦调制参考电压的频率， 为正弦参考电压的幅值。图4.1中，与载波电压相比较，当时，导通，为正脉波电压；当时，截止，导通，为负脉波电压。因此逆变电路输出电压，如图4.2所示，是一个双极性脉波电压。同理当时，导通，为正脉波电压；当时，截止，导通，

30、为负脉波电压。也是一个双极性脉波电压，比滞后120。同理也是一个双极性电压，比滞后240。三相电压型逆变电路任何时刻一个桥臂只有一个开关管被驱动导通，上、下开关管驱动信号互补。因此三相桥式逆变电压型逆变器任何时刻都有三个开关管同时被驱动导通，根据图4.2所示，由此可画出线电压及负载星形联结时负载相电压等的波形，例如在、三管导通期间，图4.2中。在、导通期间，类似地分析可画出图4.2中线电压的波形单极性PWM脉波。同样的分析可知线电压、与一样也都是单极性脉波电压，且互差120。当负载为星形联结时如果负载中点为n，则当、同时导通时，a、c两点接电源正端，b点接电源负端，若负载各相阻抗相等，则，当、

31、同时导通时，A、B、C三点都连在一起，故，类似地分析可以画出4.2所示星形联结负载相电压的波形。类似地分析得知、与一样都是单极性脉波电压而且互差120。图4.1 三相桥式PWM逆变电路图4.2 三相SPWM波形图4.2中调制比、载波比、输出线电压是半周期中有个单极性脉波的SPWM脉波电压，除基波外最低次谐波频率为次谐波，输出电压时的双极性SPWM波，幅值为。则有输出相电压的基波幅值： (4.1)输出线电压的基波幅值： （4.2）输出线电压的基波有效值： （4.3）所以三相SPWM逆变电路直流电压利用率。第5章 三相逆变器电压空间矢量PWM控制（SVPWM）5.1 SVPWM介绍传统的正弦脉宽调

32、制(SPWM)技术是从电源的角度出发的，其着眼点是如何生成一个可以调频调压的三相对称正弦波电源。常规SPWM法已被广泛地应用于逆变器中，然而常规SPWM不能充分利用馈电给逆变器的直流电压，逆变器最大相电压基波幅值与逆变器直流电压比值为，即逆变器输出相电压峰值最大为，直流利用率低。John采用谐波失真的方法来增加三相PWM逆变器的输出电压，可以使PWM逆变器最大相电压基波幅值增加约15，但该方法的效果并不理想，因此它的实际应用受到很大的限制。并且SPWM逆变器是基于调节脉冲宽度和间隔来实现接近于正弦波的输出电流，这种调节会产生菜些高次谐波分量，引起电机发热，转矩脉动过大甚至会造起系统振荡。一些学

33、者在此基础上提出了选择谐波消除法和梯形脉宽调制法(TPWM)，但指定谐波消除法运算量大，且占用相当大的内存，实现起来比较困难；TPWM逆变器输出波形中谐波分量比SPWM逆变器还多，结果并不理想。而且，传统的高频三角波与调制波比较生成PWM波的方式适合模拟电路，不适应于现代化电力电子技术数字化的发展趋势。因此，常规SPWM法不能适应高性能全数字控制的交流伺服驱动系统的发展趋势。80年代中期，德国学者HWVan Der Broek等在交流电机调速中提出了磁链轨迹控制的思想，在此基础上进步发展产生了电压空间矢量脉宽调制(SpaceVector PulseWidth Modulation，简写为SVP

34、WM)的概念。SVPWM，又称磁链追踪型PWM法，它是从电动机的角度出发，其着眼点是如何使电机获得圆磁场。具体地说，它是以三相对称正弦波电压供电下三相对称电动机定子理想磁链圆为基准，由三相逆变器不同开关模式下所形成的实际磁链矢量来追踪基准磁链圆，在追踪的过程中，逆变器的开关模式作适当的切换，从而形成PWM波。采用空间矢量PWM(SVPWM)算法可使逆变器输出线电压幅值最大达到，比常规SPWM法提高了约1547。并且，由于SVPWM有多种调制方式， 所以SVPWM控制方式可以通过改变其调制方式来减少逆变器功率器件开关次数，从而降低功率器件的开关损耗，提高控制性能。在同样的采样频率下，采用开关损耗

35、模式SVPWM法的逆变器的功率器件开关次数比采用常规SVPWM法逆变器的功率器件开关次数减少了，大大降低了功率器件的开关损耗。SVPWM实质是一种基于空间矢量在三相正弦波中注入了零序分量的调制波进行规则采样的一种变形SPWM，是具有更低的开关损耗的SPWM改进型方法，是一种优化的PWM方法，能明显减少逆变器输出电流的谐波成分及电机的谐波损耗，降低电机的脉动转矩，且SVPWM其物理概念清晰，控制算法简单，数字化实现非常方便，故目前有替代传统SPWM法的趋势。5.2 SVPWM原理说明异步电机需要输入三相正弦电流的最终目的是在空间产生圆形旋转磁场，从而产生恒定的电磁转矩。因此，可以吧逆变器和异步电

36、机视为一体，按照跟踪圆形旋转磁场来控制PWM电压，这样的控制方式就叫做“磁链跟踪控制”。磁链的轨迹是靠电压空间矢量相加得到的，所以又称“电压空间矢量控制”。所谓电压空间矢量是按照电压所加绕组的空间位置来定义的。在图5.1中，A、B、C分别表示在空间静止不动的电机定子三相绕组的轴线，它们在空间互差120，三相定子相电压、分别加在三相绕组上，可以定义三个电压空间矢量为、，它们的方向始终在各相轴线上，而大小则随时间按正弦规律作脉动式变化，时间相位互差120。与电机原理中三相脉动磁动势相加产生合成的旋转磁动势相仿，可以证明，三相电压空间矢量相加的合成空间矢量是一个旋转的空间矢量，它的幅值不变，是每相电

37、压值的1.5倍；旋转频率为。用公式表示，则有 （5.1）同理，可以定义电流和磁链的空间矢量和。异步电动机定子电压空间矢量方程式为 （5.2）图5.1 电压空间矢量当转速不是很低时，电子电阻压降较小，可忽略不计，则定子电压与磁链的近似关系为 （5.3）或 （5.4）（5.4）式表明，电压空间矢量的大小等于的变化率，而其方向则与的运动方向一致。在由三相平衡正弦电压供电时，电机定子磁链空间矢量为 （5.5）式中，为的幅值，为其旋转角速度。磁链矢量顶端的运动轨迹形成圆形的空间旋转磁场（一般简称为磁链圆）。由（5.3）式和（5.5）式可得 （5.6）由（5.6）式可见，当磁链幅值一定是，的大小与成正比，

38、其方向为磁链圆形轨迹的切线方向。当磁链矢量的空间旋转一周时，电压矢量也连续地沿磁链圆的切线方向运动弧度，其轨迹与磁链圆重合，如图5.2所示。这样，电机旋转磁场的形状问题就可以转化为电压空间矢量运动轨迹的形状问题。图5.2 旋转磁场与电压空间矢量运动轨迹的关系在变频调速系统中，异步电机由三相PWM逆变器供电，这时供电电压和三相平衡正弦电压有所不同。图5.3给出了三相PWM逆变器供电的原理图，为了简单起见，A、B、C相6个开关器件都用开关量表示，分别为、。为使电机对称工作，必须而三相同时供电，即在任一时刻一定有处于不同桥臂下的3个器件同时导通，而相应桥臂的另3个功率器件则处于关断状态。当用、表示三

39、相逆变器的开关状态时，由于、各有0（表示相应的下桥臂导通）或1（表示相应的上桥臂导通）两种状态，因此整个三相逆变器共有开关状态（见表5.1）。从逆变器的正常工作，前六个工作状态时有效的，后两个工作状态是无意义的。图5.3 三相PWM逆变器异步电动机原理图表5.1 逆变器的8种工作状态逆变器状态向量41006110201030111001510171110000对于每一个有效的工作状态，相电压都可用一个合成空间矢量表示，结合图4.2可知，这六种状态的幅值相等，只是相位不同而已。如表5.1以、依次表示100、110、101六个有效工作状态的电压空间矢量，它们的相互关系如图5.4a所示。设逆变器的工

40、作周期从100状态开始，其电压空间矢量与轴同方向，它所存在的时间为。在这段时间以后，工作状态转为110，电机的电压空间矢量为，它在空间上与相差。随着逆变器工作状态的不断切换，电机电压空间矢量的相位也作相应的变化。到一个周期结束，的顶端恰好与的尾端衔接，一个周期的六个电压空间矢量工转过，形成一个封闭的正六边形。至于111与000这两个无意义的工作状态，可分别冠以和，并称之位零矢量，它们的幅值为0，也无相位，可认为它们坐落在六边形的中心点上。如前所述，这样一个由电压空间矢量运动所形成的正六边形轨迹可以看做是交流电机定子磁链矢量端点的运动轨迹。对于这个关系，可进一步说明如下。设在逆变器工作的第一个期

41、间，电机的电压空间矢量为图5.4b中的，此时定子磁链矢量为。逆变器进入第二个期间，电压空间矢量，按（5.3）式，可写作 （5.7）此处是、的广义表示。就第二个工作区间而言，（5.7）式表明在期间内，在的作用下，使产生增量，其幅值为，方向与一致。最终形成图5.4c所示的薪的磁链矢量。依此类推，可知磁链矢量的顶端运动轨迹也是一个正六边形。这说明异步电机在六拍阶梯波逆变器供电时所产生是正六边形旋转磁场，而不是圆形磁场。图5.4 六阶梯波逆变器的电压空间矢量及磁链增矢量常规六拍逆变器供电的异步电机只产生正六边形的旋转磁场，显然这不利于电机的匀速旋转。其所以如此，是由于在一个周期中只有6次开关切换，切换

42、后所形成的6个电压空间矢量都是恒定不动的。如果想获得更多多边形或逼近圆形的旋转磁场，就必须有更多的逆变器件控制模式进行改造，PWM控制显然可以适合这个要求。逆变器的电压空间矢量虽然只有8个，但可以利用它们的线性组合，以获得更多的与相位不同的新的电压空间矢量，最终构成一组等幅不同相的电压空间矢量，从而形成尽可能逼近圆形的旋转磁场。这样，在一个周期内逆变器的开关状态就要超过6个，而有些开关状态会出现多次。所以逆变器的输出电压将不是六拍阶梯波，而是一系列等幅不等宽的脉冲波，这就形成了电压空间矢量控制的PWM逆变器。由于它间接控制了电机的旋转磁场，所以也可称作磁链跟踪（或磁链轨迹）控制的PWM逆变器。

43、3）磁链追踪控制时的磁链轨迹在使用八种电压空间矢量形成尽可能圆形磁链轨迹的控制过程中，常采用三段逼近式磁链跟踪控制算法并辅之以零矢量分割技术。图5.4为理想磁链圆上两相近时刻的磁链矢量关系。设时刻磁链空间矢量为，时刻磁链空间矢量为，它应看作是在的基础上叠加由相关电压空间矢量在时间内所形成的磁链增矢量的结果，即 （5.8）式中，。图5.5 理想磁链圆区间划分及相邻磁链矢量关系 由于磁链追踪控制时采取等区间划分方式，任意时刻的时间间隔均相等，故有 （5.9）式中，为SVPWM的输出频率；N为磁链圆等分数。由于三相电压源型逆变器输出电压及其相应磁链只有六种有效矢量，采用单一电压矢量形成所需磁链增矢量

44、会使实际磁链轨迹偏离理想磁链圆。为了获得尽可能接近圆形的磁链轨迹，可以采取两种处理措施：一是增大磁链分区数N，二是用多种实际磁链矢量合成所需要，如采用三段逼近是磁链跟踪算法。三段逼近磁链跟踪算法是由两种实际磁链矢量分三段来合成磁链增矢量，用以改善实际磁链轨迹接近圆形的程度。以N=6为例，理想磁链圆被划分为六个60电角度区间，每区间内的磁链增矢量（图5.6虚线部分）应选用与其夹角最小（N=6时夹角为60）的两种实际磁链增矢量来合成，并根据关系来确定每个电压矢量的作用时间。图5.6是第一个60区间内的三段式磁链跟踪控制过程。同理，其余的区间也用同样的方法去合成磁链增矢量时，可得到近似理想圆形磁链圆

45、，如图5.7所示。图5.6 三段逼近式磁链跟踪算法 图5.7 N=6，三段逼近式磁链跟踪轨迹4）SVPWM的基本调制算法从三段式逼近磁链跟踪算法可以看出，磁链圆的切线就是六种电压空间矢量经过不同线性组合的切线圆，所以要想得到磁链圆，只要电压空间矢量幅值恒定旋转即可。因此SVPWM的关键是在每个扇区中找到一个，其幅值恒定为，以角速度旋转。可用六个基本电压矢量中的两个（也就是相邻的两个矢量）和零矢量组合。例如图5.8中，以扇区为例，用基本矢量和的线性组合合成区间的，和作用时间之和小于开关周期，不足的时间用“零矢量”补齐，根据等效伏秒平衡原则，于是有： （5.10）式中为相位角。由（5.10）式解得

46、： （5.11）虽然用两个矢量、，以图5.8所示可以合成，但是不一定会和相等，若不相等，则磁链追踪的速度，也就是PWM波的基波频率也就不等于所要求的频率工由于零矢量的作用不会改变磁链圆形轨迹的形状，只是使磁链停止不前，改变的是磁链的变化速度。因此可以用零矢量来调节作用时间，以使、矢量作用产生的磁链的角速度正好等于。（5.11）式中当不足时，插入零矢量补足，一般地是把平均分到、中。不难推出其它区间的调制算法完全相同 。图5.8 电压空间矢量由式可推出空间矢量控制时最大可能输出的相电压幅值为： （5.12）线电压幅值： （5.13）线电压基波有效值： （5.14）所以，三相逆变电路采用空间矢量控制时直流电压利用率为：，比起前面介绍的三相SPWM逆变电路直流电压利用率，显然直流电压利用率提高了。第6章 电流滞环控制PWM6.1 概述正弦脉宽调试（SPWM）是从电源角度出发，着眼于如何生成一个变频变压的正弦电压源