正弦波逆变电源设计 电气工程及其自动化.doc

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1、台州学院毕业设计（论文） 摘 要逆变电源是一种采用电力电子技术进行电能变换的装置，它从交流或直流输入获得稳压恒频的交流输出。本文介绍了一种正弦波脉冲宽度调制（SPWM）单项逆变电源，可以将通过SG3525驱动芯片的12V直流电，经DC-DC升压电路升压，再用纯硬件SPWM驱动芯片TDS2285驱动H桥，将高压直流电逆变成正弦波交流电输出，实现了DC-DC-AC变换，提供稳定交流电输出，供负载使用。正弦波逆变电源电路复杂、价格不菲，但谐波干扰小、电磁兼容性好。关键词：逆变电源；SPWM；电磁兼容性AbstractInverter is a kind of devicese which use p

2、ower electronics technology to realize the conversion of mechanical energy and can get the CVCF(Constant Voltage Constant Frequency) AC outlet from AC or DC.This paper presents a sinusoidal pulse width modulation (SPWM) single inverter. It can let the 12V DC step-up which via the DC-DC boost circuit

3、 being controlled by sg3525 chip.After that the DC can be inverted the AC throw the H-Bridge getting the SPWM from the driver chip TDS2285 and achieve a DC-DC-AC conversion.The Inverter is small,efficient and has the advanced technology and superior performance.Sine wave inverter has complex circuit

4、 and high price,but it has the high EMC, low harmonic disturbance.Key words：Inverter;SPWM; EMC目 录1 引言12 SPWM 的产生及常用拓扑结构介绍22.1 PWM 原理及产生方法22.1.1 PWM 原理22.1.2 等效面积法32.1.3 自然采样法42.2 SPWM 控制方式分析42.2.1 单极性正弦脉冲宽度调制42.2.2 双极性正弦脉冲宽度调制52.3 常用拓扑结构62.3.1 常用拓扑结构对比62.3.2 拓扑结构电路变换73 系统设计103.1 系统开发流程103.2 系统设计方案比较

5、103.3 硬件设计113.3.1 功率主板113.3.2 SPWM驱动板133.3.3 保护电路173.3.4 滤波电路模块184 PCB制作及整机调试184.1 PCB制作184.2整机调试194.2.1 SPWM驱动板调试194.3.2 联机调试205 展望22参考文献23谢辞24附 件25 IV台州学院毕业设计(论文) 1 引言石油、天然气和煤等一次性能源日益枯竭，再生能源将逐渐成为人类使用的主体能源，近年来对新能源的开发利用，使得燃料电池、太阳能电池的使用越来越广泛，也使用电方式产生重大变革。在已有的很多种电源中，如蓄电池、太阳能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就

6、需要把直流电转换成交流电供负载使用，这种把直流电变回交流电的过程,就是逆变1。逆变电源就是这种能进行电能转换的装置。功率半导体器件是逆变电源的关键部件，经历了从不控型、半控型到全控型的过程，现已进入到高频化、大容量、易驱动模块化合智能化的时代。它的发展代表了逆变技术的发展，一般认为，逆变技术的发展可以分为如下两个阶段：19561980年为传统发展阶段。这个阶段的特点是，开关器件以低速器件为主，逆变器的开关频率较低，波形改善以多重叠加为主，体积重量较大，逆变效率低，正弦波逆变器开始出现。1980年到现在为高频化新技术阶段。这个阶段的特点是，开关器件以高速器件为主，逆变器的开关频率较高，波形改善以

7、PWM(PulseWidm Modulation，脉宽调制)为主，体积重量小，逆变效率高，正弦逆变技术发展日趋完善2。现在看来影响逆变技术未来发展的主要因素主要由以下两点： (1) PWM软开关技术逆变器的脉宽调制(PWM)技术早在晶闸管时代就已经出现了，正弦脉宽调制(SPWM)在全控型器件出现以后得到了迅速的发展，这种技术是用一种参考波(通常是正弦波，有时也用阶梯波或方波等)为“调制波”，而以N倍于调制波频率的正三角波或锯齿波为“载波。由于正三角波或锯齿波的上下宽度是线性变化的波形，因此它与调制波相交时，就可以得到一组幅值相等，而宽度正比于调制波函数值的矩形脉冲序列来等效调制波。用开关量取代

8、模拟量，并通过对逆变器开关管的通断控制，把直流电变成交流电。因为当调制波为正弦波时，输出矩形脉冲序列的脉冲宽度按正弦函数规律变化，因此，这种调制技术通常又称为正弦脉宽调制(SPWM)技术3。随着大功率高频全控开关器件大量出现，逆变器的PWM控制技术受到了人们的高度重视并且得到了飞速的发展。尤其是最近几年，微处理器用于实现PWM控制技术后，使得现代控制理论的控制方法能够应用于逆变器的PWM控制，大大提高了现代逆变器的性能。而且由于采用了数字电路实现PWM控制，使得逆变器的控制电路简化，稳定性提高，逆变器的数字化控制已成为逆变器发展的主流。PWM软开关逆变技术是当今电力电子学领域最活跃的研究内容之

9、一4，是实现电力电子技术高频化的最佳途径，也是一项理论性很强的研究工作5。它的研究对于逆变器性能的提高和进一步推广应用，以及对电力电子学技术的发展，都有十分重要的意义，是当前逆变器的发展方向之一。但这里必须指出，软开关并不是没有损耗的，它只是把开关器件本身的一部分开关损耗转移到了为实现软开关而附加的谐振电路中的谐振元件上，总量上可能有所减少。软开关逆变技术研究的重要目的之一是实现PWM软开关技术，也就是将软开关技术引进到PWM逆变器中，使它既能保持原来的优点，又能实现软开关工作。为此，必须把LC与开关器件组成一个谐振网络，使PWM逆变器只有在开关切换过程中才产生谐振，实现开关的零电压开通和关断

10、，一般工作情况下则不发生谐振，以保持PWM逆变器工作特点3,4。(2) 数字化控制技术逆变电源的数字化极大地简化了硬件电路，提高了系统的稳定性、可靠性和控制精度，这是现代逆变技术发展的趋势。但这数字化并不是简单地指在系统中应用了数字器件，如单片机等，而是指整个系统的控制都是由数字器件(主要指微处理器)的计算算法和控制算法来完成。为了与数字化相适应，各种各样的逆变电源离散控制方法纷纷涌现，包括数字PD控制、无差拍控制、数字滑变结构控制、模糊控制、神经网络控制等，有力地推动逆变电源控制技术的发展。2 SPWM 的产生及常用拓扑结构介绍2.1 PWM 原理及产生方法2.1.1 PWM 原理正弦波脉冲

11、调制的控制思想是利用开关元件来控制线路，按一定的规律控制开关元件的通断，从而在逆变器的输出端获得一组等幅、等距而不等宽的脉冲序列。其脉冲基本上按正弦分布，以此脉冲列来等效正弦电压波，又称SPWM 波6。2.1.2 等效面积法面积等效法是产生脉宽调制波的一种基本方法，是把一个正弦波的每个半周分成N 等分，这样就可把正弦半波看成由N 个彼此相连的脉冲所组成的波形，如图2-1 所示的脉冲序列。这样，由N 个等幅而不等宽的矩形脉冲所组成的波形与正弦波的正半周等效，正弦波的负半周也可用相同的方法来等效7。 图2-1 PWM 面积等效正弦波基本原理图 根据正弦波划分的模块等效成矩形的面积S，计算出高脉冲的

12、时间6。 调制深度，U s 直流电源电压，脉冲面积： 2-1 2-2 将正弦信号的正半周N 等分，设脉冲宽度为 k ，则第K 份 2-3正弦波面积与对应的第K 个SPWM 脉冲面积相等，解得： 2-4 每个脉冲的计数点： 2-52.1.3 自然采样法自然采样法的基本原则是直接根据正弦波与三角波的交点来确定脉冲宽度和间隔时间8，其PWM波的自然采样法波形图如图2-2所示。 图2-2 PWM 波的自然采样法波形图自然采样法直接通过三角波与正弦波的交点A、B 来确定脉冲的起止时间，从图中可知，A、B 两点之间的t2 部分对应SPWM 控制信号的高电平，功率开关管导通；t1 和t3 对应SPWM的控制

13、信号的低电平，功率开关管关断。 2-6需要确定式中(2-6)的未知数t2a 和t2b 才能求出t2 ，但是由于其函数的复杂性，同时计算t2a 与t2b 在微处理器上并不适合实现，运行比较繁琐且不易操作。2.2 SPWM 控制方式分析2.2.1 单极性正弦脉冲宽度调制采用单极性控制时，在正弦波的半个周期内，其电压输出幅值为单极性，在开关状态切换时，负载端电压先变为零，负载电流在零电压下自然续流衰减，在控制时间内，再恢复到输出直流电压，其半周期的脉冲列是由零和正(负)直流电压组成9。该控制方式的特点是功率开关管承受的电压应力较小，电流变化率小，功耗也要小，因此对系统及外部设备干扰小，但是系统的静、

14、动态性能会略有降低10。2.2.2 双极性正弦脉冲宽度调制双极性PWM 控制方式时，载波为全波三角波11。用正弦波与三角波进行比较，正弦波大于三角波的部分，输出为正脉冲，小于部分，输出负脉冲。在开关切换时，负载端电压极性非正即负，电流变化率较大，对外部干扰较强。负载端电压脉冲列是由不同宽度调制的正负直流电压组成，如图2-3 所示。在工作时，四个开关管可能同时处于开通状态，且开关损耗大，而且在切换时可能发生上下桥臂直通的事故，为防止直通，在上下桥臂的驱动脉冲之间应该设置逻辑延时10。 图2-3 双极性正弦脉冲宽度调制图本设计的驱动电路中采用了纯硬件的SPWM驱动芯片TDS2285，该芯片采用经过

15、改良的双极性SPWM调制，经过外部死区时间生成后，输入经MOSFET或IGBT驱动电路至H逆变桥电路。芯片的内部原理框图如图2-4所示。功能特性简介： 芯片晶圆采用CMOS工艺制程，采用5V电源供电。 只需简单外围零件即可完成成高性能SPWM发生及逆变控制。 工业级和扩展级温度范围。 SPWM输出引脚上连续20mA的负载能力。 10位SPWM精度，载波频率为20Khz。 内置短路保护。 可以单独的控制关闭前极的引脚。 芯片供电电压稳定性检测。 独立的交流输出电压、电流反馈控制。 蓄电池供电电压检测。 工作状态指示输出。图2-4 TDS2285内部原理框图2.3 常用拓扑结构2.3.1 常用拓扑

16、结构对比表2-1为常用拓扑结构对比表，VC E为功率开关器件承受电压；IC为相同输出功率时的电流；P0为相同IC时输出功率；U1为主变压器原边电压；U0为输出电压；m为功率开关器件数量；E为加入电路的直流电压；D为功率开关器件导通占空比；K为主变压器Tr的变比。表2-1 常用拓扑结构比较 2.3.2 拓扑结构电路变换（1） 单端正激式变换电路单端正激式变换电路图如图2-5所示。在单端正激变换电路中，当功率开关器件VT导通时，则通过变压器Tr向负载传递能量。变换电路主要由开关管VT、变压器Tr、输出整流二极管D1、续流二极管D2以及输出滤波电感L和电容C组成。变压器Tr 原边绕组中分去磁绕组NR

17、与原边绕组N1(通常NRN1)，NR与D0组成磁通复位电路。当开关管VT在关断期间，绕组N1 的储能转移至NR中，并通过D0反馈到输入端电源E中。因在单端变压器原边线圈流过的是脉动激磁电流，如果在每个脉动工作磁通周期不采取去磁措施，则磁芯剩磁通的累加会迅速使变压器出现饱和。如果没有去磁绕组NR，变压器二次绕组因D1反偏截止，原边绕组中储能无处释放，将会引起很高的反电压与输入电压E迭加至VT上。此时开关管VT在导通时流过的大电流，关断时承受高电压，导致VT损坏。该电路特点：变压器Tr有变换电参数和隔离作用，因变压器磁芯在单象限内工作，所以体积较大，适用于小功率电源中使用。图2-5 单端正激式变换

18、电路（2） 推挽式变换电路推挽式变换电路如图2-6 所示。推挽式变换电路其实由两个相位相反的正激变换电路叠加而成，相当于两个正激电路交替工作，且两个开关管交替导通和截止，并在各自导通的半个周期内把能量分别通过变压器Tr 传递给负载。该变换电路主要由VT1、VT2以及并联至开关管的二极管D1和D2组成输入端，经变压器Tr，在输出端由整流二极管D3、D4与输出滤波电感和电容组成。 图2-6 推挽式变换电路推挽电路中开关器件的耐压是输入电压的2倍，工作是随着开关管的开通和关断、变压器原边绕组交替工作，与半桥和全桥变换电路相比变压器利用率低，而且输出电压随输入电压和负载变换而变化。因此在输入电压高时，

19、一般不易采用这种变换电路。与单端变换电路相比较，推挽电路的优点是输出功率大、输出滤波电感可减小，两组开关驱动脉冲Vg1、Vg2不需隔离，控制简单。（3） 半桥式变换电路半桥式变换电路如图2-7 所示。在半桥式变换电路输入端串接电容C1、C2 且C1 = C2以便当两个开关器件VT1、VT2 均截止时，VC1= VC2= 1/2E。VA = 1/2E，VB = 1/2E，VAB = 0，保证开关器件均为截止时所受耐压相同和均衡( 输入电压一半)。D1、D2起到反馈和续流作用，变压器副边电路由D3和D4构成全波输出整流，L、C3 构成输出滤波电路。图2-7 半桥式变换电路半桥式变换电路开关管上最高

20、电压等于输入电压，比推挽式变换电路低一半。开关管关断过程中，变压器漏感引起的电压尖峰被二极管钳位，因此开关管的最高电压不会超过输入电压。由于变压器原边绕组上的方波电压幅值只是电源电压的一半，影响其功率输出，所以半桥式变换电路不适合输出功率较大的场合。但半桥式电路具有电路简单，使用器件少，尤其具有抗不平衡能力强的特点，因此在中小功率场所得到了广泛应用。（4）全桥式变换电路全桥式变换电路图如2-8 所示。全桥式变换电路是目前逆变电路中使用最为常见的一种，该变换电路共有四个桥臂，可以看成两个半桥电路组合而成。两对桥臂交替导通，输出电压和电流波形与半桥电路形状相同，其幅值高出半桥变换电路一倍。改变直流

21、电压E 就可改变输出交流有效值，输出功率大。由于变压器Tr磁芯工作在磁滞回路两侧，在开关器件饱和压降和开关时间不相同，将会造成变压器中正负半周期磁通的不对称，从而引起偏磁现象，最常见及通用办法是在变压器Tr原边回路中串接一个隔直电容Cr，以此来抑制变压器原边非纯交流电压中直流分量。由于变压器原边绕组电阻小，在多个循环之后，即可造成磁饱和12。图2-8 全桥式变换电路3 系统设计3.1 系统开发流程本课题的研究设计，把它分成4个阶段来进行完成：思路分析、体系结构设计、硬件连接、系统调试。其系统开发流程如图3-1所示：思路分析体系结构设计硬件连接系统调试图3-1 系统开发流程3.2 系统设计方案比

22、较本设计要实现的功能是把12V蓄电池里面的电能通过逆变器转换，给电器提供稳定的正弦波交流电。从结果看逆变器必须完成两个部分变换：电压变换和频率变换。随着逆变技术的发展和更高性能的电子元器件的出现，逆变电源的实现方法层出不穷。目前有两种常用的方案可实现从直流到交流的逆变过程。(1) 工频变压器形式的单级逆变主电路(DC-AC)。先频率变换，后升压变换的工频变压器主电路，如图3-2所示。这种方案先通过由四个开关管组成的全桥逆变电路完成频率变换，再用工频变压器升压。图3-2 工频逆变主电路 (2) 高频变压器形式的逆变主电路(DC-AC-DC-AC)。先升压,后频率变换的高频升压器形式，如图3-3所

23、示。直流电从蓄电池出来后经过推挽逆变电路，在推挽电路里面高频逆变成高频交流电；然后经过高频变压器升压和滤波整流电路变成直流电再通过一个全桥逆变电路和滤波电路变为所需的交流电1。 图3-3 高频多级逆变主电路比较两种方案，后者由于主体电路里采用高频变压器，使逆变电源的体积和价格都大幅下降，而且转换效率高，在本设计中采用了第二种方案。3.3 硬件设计3.3.1 功率主板 功率主板包括了DC-DC推挽升压和H桥逆变两大部分。（1）DC-DC推挽升压DC-DC升压驱动板，采用的是很常用的推挽式升压电路，用一片SG3525实现PWM的输出，这驱动板，是用J3，J4接口和功率板相连的，其中J3的第1P为限

24、压反馈输入端。下面是DC-DC升压驱动电路图，驱动电路如下图3-4所示：图3-4 DC-DC驱动板电路图 SG3525本身的驱动功率有限，所以在其输出口后级加了图腾柱输出电路，以加大其输出功率。图腾柱输出各加10R电阻限流，然后加到MOS管栅极。栅极接10K电阻到地，可有效的抑制操作电压的瞬间振荡和高频电流。如图3-5所示： 图3-5 推挽升压电路（2）H桥逆变该机的BT电压为12V，H桥部分用的是4个IRF730，耐压400V，最大电流5.5A，也可以用性能差不多的管子代替，用内阻小的管子可以提高整机的逆变效率。H桥部分的电路采用的电路。 图3-6 H桥电路图3.3.2 SPWM驱动板SPW

25、M的核心部分采用了TDS2285单片机芯片，它的外围电路如图3-7所示： 图3-7 TDS2285外围电路图1P：芯片电源接入端口，接+5V电压，此电压是通过一个三端稳压管7805把电池电压12V降压后得到；2P、3P：是外围振荡器输入端，接的是12M晶振；6P、8P：是交流电流正负半周调制输出端；10P：是交流电压反馈输入端，此引脚上是逆变之后电压反馈输入端，实时检测交流输出电压变动范围，并作调整输出达到稳定输出电压的目的。9P是接一个蜂鸣器，做报警器；5P是芯片工作指示灯。如图3-8所示，U3，U4组成时序和死区电路，死区时间的概念：死区时间是PWM输出时，为了使H桥或半H桥的上下管不会因

26、为开关速度问题发生同时导通而设置的一个保护时段。通常也指PWM响应时间。 由于MOSFET（场效应功率管）等功率器件都存在一定的结电容，所以会造成器件导通关断的延迟现象。一般在设计电路时已尽量降低该影响，比如尽量提高控制极驱动电压电流，设置结电容释放回路等。为了使MOS管工作可靠，避免由于关断延迟效应造成上下桥臂直通，有必要设置死区时间，也就是上下桥臂同时关断时间。死区时间可有效地避免延迟效应所造成的一个桥臂未完全关断，而另一桥臂又处于导通状态，避免直通炸模块。 死区时间大，模块工作更加可靠，但会带来输出波形的失真及降低输出效率。死区时间小，输出波形要好一些，只是会降低可靠性，一般为us级。一

27、般来说死区时间是不可以改变的，只取决于功率元件制作工艺。 死区时间是指控制不到的时间域。在变频器里一般是指功率器件输出电压、电流的“0”区，在传动控制里一般是指电机正反向转换电压、电流的过零时间。死区时间当然越小越好。但是所以设置死区时间，是为了安全。因此又不可没有。最佳的设置是：在保证安全的前提下，越小越好。以不炸功率管、输出不短路为目的。本设计的死区时间控制通过硬件电路来实现，如下图3-8所示。图3-8 死区时间电路图该死区电路由两个反相器及四个与非门组成，当交流电流正(负)半周调制输入死区电路时，被分为两路互为反向的波形输出，由于经过数字芯片非门时，会产生一定的延时，从而对整个波形输出造

28、成一个短暂的死区时间，时间大约至2us左右。具体波形如下3-9所示图3-9死区波形示意图即红色的波形要比蓝色的波形稍微迟缓2us左右，达到这样的要求就可以了。末级输出用了4个TLP250光藕，隔离电源。如图3-10所示。此外由于BT电压会在10-15V之间变化，为了可靠驱动H桥，光藕TLP250的工作电压一定要在12-15之间，不能低于12V，否则可能使H桥功率管触发失败。所以，这里用了一个MC34063（U9），把BT电压升至15V，实验证明，这方式十分有效，如图3-11所示。图3-10 光耦隔离图3-11 整个SPWM驱动板，通过J1,J2插口与功率板相连接，连接H桥4个功率管的驱动引脚。

29、23P-24P为交流稳压取样电压的输入端。J1的1P为TDS2285输出至前级3525第10P的保护信号连接端，一旦保护电路启动，TDS2285的12P输出高电平，通过该接口插针到前级3525的10P，关闭前级输出；6P-7P-8P为地GND；9P接保护电路的输出端，用于关闭后级SPWM输出；10P-11P接BT电源15。如图3-12所示，图3-12 SPWM驱动板电路图3.3.3 保护电路图3-13中Ua和Ub分别接交流电压稳压反馈输入，由两个200K电阻分压后得到的逆变器交流输出电压，经整流电阻分压取样后，送入TDS2285的11P，实时检测交流输出电压变动范围，并作调整输出达到稳定输出电

30、压的目的。 图3-13 过压保护电路图 3.3.4 滤波电路模块滤波电路原理图如图3-14所示：图3-14 滤波电路滤波电路参数设计与计算：输出频率为50Hz,逆变器开关管频率为10.8KHz，一般滤波频率取1/3另一方面，对于50HZ左右的系统频率，尽量保持出L1，L2的50Hz阻抗小，而C的阻抗远大于负载RL的值。即：综合上述因素，再考虑到器件大小，取滤波电感为1.2MH，滤波电容为10uF，最终效果比较理想。4 PCB制作及整机调试4.1 PCB制作实践证明，即使电路原理图设计正确，印制电路板上电路设计不当，就会对电子设备的可靠性产生影响。例如：印制板两条细平行线靠得很近，在腐蚀时，会造

31、成毛刺短路，而且会形成信号波形的延迟，在传输线的终端形成反射噪声；由于对电源、地线的考虑不周，而引起的干扰，会让产品的性能有所下降。因此，在设计印制电路板的时候，应注意采用正确的布线方法。由于先前就有制作过好几块PCB板，所以这次各个PCB的制作没有多大麻烦。4.2整机调试在调试前，先检查下有没有铜箔毛刺引起的短路等。检查完毕后，开始调试。为了安全起见，我先分开调试，最后再连起来进行调试。4.2.1 SPWM驱动板调试通上12V电压，测C22二端应该在19V左右，C23二端为15V，说明升压电路部分基本正常。接着检测TDS2285的6P与8P输出的SPWM波形。检测图如下：图4-1 6PSPW

32、M波输出 图4-2 8PSPWM波形输出 以上俩图可以看出有明显的死区时间，控制SPWM信号完好，精度符合要求。就是在低电平和高电平处有些许毛刺，不过并不影响实验结果。末级输出用了四个TLP250光耦，对管脚输出的SPWM波形检测，发现没有SPWM波形输出，如图4-3所示：图4-3 末级光耦输出经过对电路的分析检查，发现光耦在焊接等过程的触摸中，已经被静电所破坏，已经全部毁坏。通过更换光耦后，SPWM波形输出恢复正常。4.3.2 联机调试（1） 空载 在以上各部分调试正常后，开始联机调试。接上12V直流电源后，先进行空载情况下的逆变波形检测。波形检测如图4-4所示：波形效果很好，空载电压为24

33、V。 图4-4 空载电压波形（2） 带负载 带负载时，当负载为10时，负载电压为20V，电流0.67A。波形如图4-5所示：波形效果仍旧很好。图4-5 带10负载电压波形当负载为20时，负载电压为20V，电流0.32A。波形效果很好，如图4-6所示：图4-6 带20负载电压波形交流电供电时负载调整率输入电压U1 36 /V36 /V36 /V36/V输入电流I101.05A0.97A0.94A负载RL01020100输出电压U3 24.02V23.39V23.57V23.96V输出电流I301.28A1.23A1.19A根据以上数据知带负载效率=23.39*1.28A/（36*1.05)*10

34、0%=79%。效率还算可以。5 展望由于诸多因素，课题仍需要再进一步的研究和探索：（1）系统输出功率只有几瓦左右，实用性不高，如何加大输出功率，增加输出电压，如220VAC，提高系统的实用性，这值得我去深入思考；（2）系统结构较为繁杂，有些地方还可以进一步优化，可以做的更小，成本可以进一步降低，如DCDC模块，可减少一些；综上所述，本课题虽然实现了逆变的功能，但是离理想阶段，还有距离，还需要更深入的研究和更进一步的完善。参考文献1 杨文通，李帅，刘志峰，张爱平，王建华一种准正弦波逆变电源的设计现代制造工程，2009，LoadsIEEE-EPEMC20002000：381-3842 Li Jia

35、n，Kang Yong，Chen JianFuzzy-tuning PID Control of an Inverterwith Rectfier-type Nonlinear3 李爱文，张承慧。现代逆变技术及其应用.第一版。北京：科学出版社，20004 周志敏，周纪海，纪爱华.逆变电源实用技术。第一版。北京：中国电力出版社，20055 刘凤君。正弦波逆变器。第一版。北京：科学出版社，20026 王冼军基于MSP430 的三相逆变陀螺电源设计.哈尔滨工程大学，20087 高旭华电控罗经数字三相逆变器电源的研究与设计哈尔滨工程大学20078 朱明基于MSP430 单片机的电梯门机控制器的研究大连

36、理工大学，20069 王建兵基于SPWM 技术的测试电源的研究与设计太原理工大学200810 陈伯时电力拖动自动控制系统运动控制系统M机械工业出版社20031511 赵青，范洪峰，吕征宇单极性SPWM 的两种控制方法与过零点输出特性比较J200412 钱金川，朱守敏全桥式逆变电源主电路设计电工电气2010NO413 Milan Prodanovic，Timothy CControl and Filter Design of Three-Phase Inverters for High Power Quality Grid ConnectionIEEE TRANSACTIONS ON POWER

37、 ELECTRONICS，VOL18, NO 1，JANUARY 200314 RamonOCaceres，Member，IEEE，Ivo Barbi Senior Member，IEEEA Boost DC-AC Converter:Analysis，Design，and ExperimentationIEEE TRANSACTIONS ON POWERELECTRONICS,VOL14,NO1, JANUARY 99915 16 窦伟，黄念慈，于玮，首福俊单片机控制的正弦波逆变电源Vol38，No6December，200417 谢辞本论文的研究工作是在指导老师吴志刚的悉心指导下努力完成的

38、。在老师的关心和指导下，使我能够从毕业设计的选题一直到论文的撰写及最后修改定稿顺利的完成整个课题的要求。在此期间，这些过程让我培养了很好的自学能力，以及独自处理问题的能力，让我明白，我要积极地面对困难并且克服困难。这些不管是对我往后的生活还是工作，都将是受益匪浅。在此，致上我最崇高的敬意以及感激之情。感谢学校的培育之恩，感谢学院提供良好的实验场所和实验设备。学校老师的谆谆教导，学校浓厚的学习氛围，学校同学的团结互助，帮助我顺利完成学业。在此，我衷心祝愿我们台州学院能够越办越好。感谢张永矩院长、班主任贺定球老师、实验室的杨本全老师和同学对我的支持和帮助，在我有困难的时候，他们非常乐心的帮助我，帮

39、我度过难关，非常感谢。感谢我最亲爱的家人，他们的关爱和支持是我进步的最大动力，他们竭尽所能帮助我完成学业。附 件1.SPWM 驱动电路原理图2.DC-DC 驱动电路原理图3.实物图27物电学院元器件、材料领用清单 实验内容（课题）： 逆变电源 班级： 07电气 学生人数： 1 指导教师： 吴志刚 元器件名 称型号及参 数领 用数 量元器件名 称型号及参 数领 用数 量TDS22851电阻0.221三端稳压管78051113406311047815122474HC001180174HC0415104Tlp25041K1IRF73041.8K1二极管414822.2K1400742.411N5819110K3HER107615K1LED122K5蜂鸣器1100K1NPN1芯片底座若干805021排针若干电容104104741034221122024.7UF50V147UF50V247UF25V2220UF25V1独石电容106K100V6散热片8个PCB两块 领用人签名_张泂炜_ 审批人签名_