1kW移相全桥直流变换器设计.doc

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1、 目录一，设计内容和要求31.1 主电路参数31.2 设计内容31.3 仿真波形3二，设计方案32.1 主电路工作原理32.2 芯片说明42.2.1采用的芯片说明42.2.2 UCC3895引脚说明52.2.3 UCC3895工作原理6图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图82.3控制电路设计8三，设计论述83.1电路参数设计：83.1.1 主电路参数：83.1.2 变压器的设计93.1.3 输出滤波电感的设计103.1.4 功率器件的选择113.1.5 谐振电感的设计123.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择13四，仿真设计14五，结论15六，参考文献16一，设计内容和要求 1.1

2、主电路参数 Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V 1.2 设计内容 主电路：选择开关管、整流二极管型号，计算滤波电感感值、滤波电容容值，谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路：UCC3895芯片周边元器件参数 1.3 仿真波形 给出仿真电路，得到仿真波形二，设计方案 2.1 主电路工作原理 控制主要有两种：双极性控制和移相控制，本设计主要使用移相控制。由图2-2可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂；C1C4分别是Q1Q4的谐振电容，包括寄生电

3、容和外接电容；Lr是谐振电感，包括变压器的漏感；T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVSPWMDC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为VinK的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为VinK的直流方波电压。这个直流方波电压经过Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电

4、压值为Uo=DVinK(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。 图2-2 移相控制电路 电路说明：1、与双极性控制相比，每个开关管并联一个电容。采用MOSFET时，不需要另外并电容和二极管。2、增加一个谐振电感Llk。3、利用电感和电容的谐振实现开关管软开关。4、每个开关管导通时间接近180，同一桥臂两个开关管互补导通， Q1、Q3为超前桥臂， Q2、Q4为滞后桥臂，超前桥臂超前滞后桥臂一定角度。 2.2 芯片说明 2.2.1采用的芯片说明 UCC3895是美国德州仪器公司生产的移相谐振全桥软开关控制器，该系列控制器采用了先进的B

5、CDMOS技术。最高工作频率可以达到1MHz。该控制器将定频PWM技术与零电压开关技术结合在一起，使变换器在高频下的转换效率大大提高。UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列移相全桥PWM控制器相同，只是在控制电路、延迟设置和关断功能等方面进行了改进。另外，由于采用BCDMOS工艺，与UC3875和UC3879相比，其偏置电流显着降低。 UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列控制器完全相同，同时增加了一些新的功能。主要有以下特点： （1）输出导通延迟时间编程可控；（2）自适应延迟时间设置功能；（3）双向振荡器同步功能；（4）电压模式控制或电流模式控

6、制；（5）软启动/软关机和控制器片选功能编程可控，单引脚控制；（6）占空比控制范围0100；（7）内置7MHz误差放大器；（8）最高工作频率达到1MHz；（9）工作电流低，500KHz下的工作电流仅为5mA；（10）欠压锁定状态下的电流仅为150A。2.2.2 UCC3895引脚说明UCC3895和UCC2895移相谐振全桥软开关控制器采用SOIC-20、PDIP-20、TSSOP-20和PLCC-20四种封装形式， UCC1895采用CDIP-20和CLCC-20两种封装形式。下面以PDIP-20为例进行介绍，其引脚排列如图2-1所示。图 2-3 1、20、2：分别为运放的反向输入、同相输入

7、和输出端。3: PWM比较器的反相输入端。采用平均电流型控制时，接振荡器定时电容CT端，采用峰值控制时，接电流采样信号（加上斜率补偿信号）4: 5V基准电压，可为内部供电，也可为外部提供5mA电流，使用时可接0.1uF电容到地5：接地端6：振荡器同步端，多台电源同步工作时使用。7：振荡器定时电容，产生锯齿波。8：振荡器定时电阻，40120k之间，控制定时电容充放电。9、10：分别调整A和B，以及C和D之间的死区时间11：自适应延时设定，设定最大和最小可调输出延时死去时间的比率，接CS时不延时，接地延时最长。12：电流采样端13、14、17、18：AD驱动输出端，A和B互补，接一个桥臂，C和D互

8、补接另一个桥臂，AC之间有相移，BD之间也有相移。15：电源端，接15V左右电压，另接1uF旁路电容到地。16：接地端，与5接在一起。19：软启动/关断端，当其电压低于0.5V，或ref脚低于4V，或VDD脚低于欠压封锁门限电压时，使3895快速关断。启动时间由外接电阻和电容决定。 2.2.3 UCC3895工作原理UCC3895是采用BCDMOS工艺制作的移相全桥PWM控制器，最高工作频率可以达到1MHz。该控制器将定频PWM技术与零电压开关技术结合在一起，使变换器在高频下的转换效率大大提高。UCC3895在基本功能上与UC3875系列和UC3879系列移相全桥PWM控制器相同，只是在控制电

9、路、延迟设置和关断功能等方面进行了改进。另外，由于采用BCDMOS工艺，与UC3875和UC3879相比，其偏置电流显着降低。UCC3895内部集成了精密基准电源、高频振荡器、软启动电路、过流保护电路、电流检测电路、空载比较器、欠压锁定电路、驱动输出电路、基准电压监测电路、延迟设置电路、禁止状态比较器、PWM锁存器、D触发器等，其原理框图如图所示。UCC3895图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 2.3控制电路设计 如图2-4所示三，设计论述 3.1电路参数设计： 3.1.1 主电路参数： Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1

10、Vl 输入电压：300VDC20%l 输出电压：48Vl 输出电流：21A 3.1.2 变压器的设计 1)原副边匝比为了降低输出整流二极管的反向电压，降低原边开关管的电流应力，提高高频变压器的利用率，高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.425，此时副边电压为： (V)(3.1)其中，为变换器的输出电压，为副边整流二极管的导通压降，为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降，为变压器副边的最大占空比。变压器的原副边匝比为：2)选磁芯初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A，其。3)确定原副

11、边匝数匝数的确定可以先确定原边，也可先确定副边，但由于原边的电压是变化的，可根据输出是固定的来先确定副边匝数Ns，由电磁感应定律有： (3.2)将，代入上式有：取匝，又由，取匝，Np为变压器原边匝数。4)导线的选取导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径，即根据穿透深度的大小来选取线径，导线线径应小于两倍的穿透深度，穿透深度根据下面的公式计算： (3.3)式中为交变角频率，为导线的磁导率，为导线的电导率(此处，)，经过计算，可得mm，导线直径应小于，所以应选厚度小于0.375mm的铜皮，选取电流密度为，变压器原边的导电面积：所以原边选用一层的铜皮绕制。此处为模块输入电压的最小值。同理，变

12、压器副边绕组的导电面积为，实际选用的铜皮一层绕制。5)窗口面积核算变压器的原副边都采用铜皮绕制，所以只需核算一下磁芯的窗口宽度即可。窗口中铜皮的厚度为原副边的铜皮厚度之和：mm，小于的窗口长度8.75mm，所选磁芯完全适合 3.1.3 输出滤波电感的设计1. 电感值的选取滤波电感的经验设计是使电感电流的脉动为额定输出电流的，也就是说要使电感电流为额定输出的时电感电流是临界连续的，因为每个模块的额定输出为，所以应设定电感电流输出时电感电流是临界连续的，那么有： (3.4)(3.5)若考虑整流管压降和输出滤波电感寄生电阻而引起的直流压降，则：(3.6)其中Vin-mod max是模块输入电压的最大

13、值。将、代入上式，可计算得。2. 滤波电感的设计滤波电感的设计步骤：1) 根据功率容量和工作状态，选用EE42磁芯，磁芯的有效导磁面积为Ae=182mm2。2) 初选气隙d=1.7mm，根据公式：(3.7)可得绕组匝数N=18.9，取N=19，则实际气隙d=1.9mm。3) 核算磁芯最高工作磁密Bm。根据公式：(3.8)其中，可得Bm=0.29T。EE42的饱和磁密Bs=0.39T，BmBs设计符合要求。4)导线的选取。滤波电感电流有效值的最大值，取电流密度为4A/mm2，则需要的导线截面积为。考虑集肤效应，选用0.30.2mm2的铜皮单层绕制。5) 窗口面积核算滤波电感用铜皮绕制，因此只要核

14、算窗口宽度即可。需要的窗口宽度为0.314mm=4.2mm，小于EE42的窗口宽度8.75mm，该磁芯符合设计需要。 3.1.4 功率器件的选择 1) 开关管的选择FB-ISOP组合变换器的开关管的电压应力为每个模块的输入电压，是总的输入电压的一半，可得，电流应力为每个模块输出电流折射到原边的电流值，可得，考虑裕量，可选用IXYS公司的IRFP460(540V/20A)。2) 输出整流二极管的选择变压器副边采用全波整流，因此输出整流二极管承受的电压为两倍的变压器副边电压，二极管的最大电压应力。二极管最大电流应力为，是每个模块输出电流的最大值。考虑一定的电压电流裕量，选用IXYS公司的共阴极二极

15、管DSEC60-04AC (234V/230A)。 3.1.5 谐振电感的设计1 电感值的选取考虑到谐振电感的选用必须满足由于：(3.9)，因此=0.3725，选择选择最大占空比丢失为，可以得到谐振电感量为：(3.10)实际选取选择谐振电感为34.3。根据原理样机的性能要求，选IRF460作为主开关管，在Vdc25V时，其结电容。MOSFET输出电容是非线性的，等效电容值与Vds有的关系29，因此：(3.11)滞后管开关时，变压器副边是短路的，实现软开关的能量只有Lr的能量。因此为了实现软开关，必须满足下式：(3.12)由此，可以得到：(3.13)此时对应的负载电流为(A)，是满载电流的11.

16、86，也就是说，当负载电流大于满载电流的11.86时，滞后管可以实现软开关。超前管的驱动信号之间的死区时间设置为td(lead)=200ns，在死区时间内，将即将开通的超前管的结电容电荷全部抽光所需要的电流为：(3.14)该电流对应于负载电流为，是负载电流的5.7%，也就是说，当负载电流大于满载电流的5.7%，超前管可以实现软开关。2 谐振电感的设计1) 根据功率容量和工作状态，选用EE33磁芯，磁芯的有效导磁面积为Ae=111mm2。2) 初选气隙d=0.5mm，根据公式：(3.15)可得绕组匝数N=11.08，取N=11，则实际气隙d=0.39mm。3) 核算磁芯最高工作磁密Bm。根据公式

17、：(3.16)其中，可得Bm=0.2T。EE33的饱和磁密Bs=0.39T，BmBs设计符合要求。4) 导线的选取。谐振电感电流有效值的最大值，取电流密度为4A/mm2，则需要导线的面积为=1.45mm2。这里选用励磁线（每股为0.1的漆包线100根绞制）绕制，其导电面积为mm2，因此需要的股数为2。5) 窗口面积核算取填充系数Ku=0.3，则需要磁芯的窗口面积为53S1/Ku39.25mm2，小于EE33的窗口面积为63.8mm2，所选磁芯满足要求。 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择根据，Uo=0.1mV代入，2D=0.85，fs=100kHz，并将前面所求得的滤波电感值L代入，可求

18、得C=0.021F。PI调节四，仿真设计UCC3895芯片三角波生成 5-1 控制电路AB 图5-2 主电路 图5-3是在上述参数下的控制电路输出波形说明：当主电路输入电压Vin保持不变时，变换器的输出电压Vo不变，其输出电流Io保持不变。而两测量点A、B之间的电压差值即Ua-Ub的电压成阶梯状周期性变化。五，结论 本文介绍了移相全桥DCDC变换器控制芯片UCC3895，与此前同类芯片比较增加了自适应死区时间控制。设计了一台300V48V的DCDC变换器的设计，该方案采用了峰值电流控制模式，可在较大范围内实现移相全桥零电压开关(ZVS)。最大可实现12kW的功率变换。实验证实了UCC3895的控制功能。预计会有较大的应用前景。六，参考文献1张兴.电力电子技术.科学出版社.2010年7月，第一版2王兆安，黄俊电力电子技术（第四版）机械工业出版社，2000年3刘刚,胡绳荪等.焊接逆变器偏磁问题及其防止措施的研究.电焊机,1993 年4李宪正等.电流型PWM 控制器UC2846 及其在逆变弧焊电源中的应用.1996年5UNITRODE. Product & Applications Handbook.U2NITRODE ,1996年.6IR 公司.电力半导体器件应用指南.西安电力电子技术研究所,1994年.15