48V25A直流高频开关电源设计.doc

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1、摘 要 摘 要目前开关电源向着高频、高可靠性、低功耗、低噪声、抗干扰和模块化方向发展，本论文设计了一种通信系统常采用的48V/25A直流高频开关电源。本论文首先对高频开关电源的主电路进行了设计，分析了零电压软开关技术在移相全桥电路中的应用，开关电源的软开关技术采用移相PWM控制，通过相移芯片UC3875产生具有一定相序的脉冲去触发MOSFET管。在主电路设计中，进行了高频变压器的设计，并对输出整流电路进行了分析、研究与设计。其次，对开关通信电源的控制电路进行了设计。控制电路以UC3875芯片为控制核心，采用闭环控制模式，实现系统的稳压和限流。另外，对控制系统的过电流保护、过压保护、过热保护电路

2、等保护电路进行了设计。最后，用SABER仿真软件对电路进行了系统仿真与验证，仿真结果表明了设计的正确性。关键词： 软开关， UC3875， 移相控制35AbstractAbstractAt present, the switching power supply developed high frequency, high reliability, low energy consumption, low noise, interference and modular direction. That is to develop the inverter power source controlle

3、d by microcomputer which adopts soft-switches .This researching task is put forward on the base of discussing the characteristics and virtues of the welding inverter. The phase-shift chip UC3875 is adopted phase-shift pulse width modulate. The design about high frequency transformer is given .The am

4、plified circuit and the commuted circuit are designed. The paper mostly researches and designs the soft-switch control system. Secondly, the control circuit, the protect circuit of the power supply are analyzed and designed. Its control circuit is centered on UC3875, uses a control that based regula

5、tion to realize the function is composed of analog of voltage-stabilization and current-limited. In addition, the safeguard circuit that mainly consists of over current, over heat, over voltage and circuit are studied and designed in the paper.And the circuit is simulated by the SABER, Simulation re

6、sults show that the design is correct. Key words: soft-switch, UC3875, phase-shift目 录目 录摘 要IAbstractII目 录III第一章 引 言11.1开关通信电源系统的介绍11.1.1通信设备对开关通信电源的要求11.1.2通信电源系统的组成21.2通信直流开关电源的发展现状和发展方向21.2.1开关电源的发展和趋势21.2.2软开关技术的发展31.3本文的主要工作4第二章 高频开关电源主电路的设计与实现62.1高频开关电源的技术指标62.2高频开关电源主电路的硬件设计62.2.1输入整流电路的设计62.2

7、.2直流变换器的设计72.2.3输出整流电路的设计82.3移相全桥谐振软开关电路23792.3.1移相全桥零电压PWM软开关电路的工作原理92.3.2移相零电压软开关电路存在问题的解决112.3.3 ZVS的实现及副边占空比丢失122.3.4 结论132.4主电路元件参数的选择142.4.1 输入电路参数的选择8142.4.2高频变压器的设计1152.4.3输出滤波电感的设计172.4.4输出滤波电容的选择172.4.5 吸收电路器件的选择182.4.6功率器件的选择192.5本章小结19第三章 高频开关电源控制电路的硬件设计与实现213.1移相控制芯片UC3875的概述213.3.1 UC3

8、875电气特性213.1.2 UC3875外围电路的设计223.1.3 UC3875输出波形的分析253.1.4 光电耦合器263.2保护电路的设计263.2.1电压与电流的保护273.2.2过热保护电路283.3 辅助电源设计283.4 本章小结29第四章 电路的仿真及分析30结 论34参考文献35致 谢36附 录37第1章 引言第一章 引 言1.1开关通信电源系统的介绍开关通信电源是通信设备的重要组成部分之一，因此也被称为通信设备的“心脏”。通信电源的瞬间故障都可能造成难以估量的损失。为了确保通信畅通，开关通信电源都采用多种能源供电。这些能源通过开关整流器后，与蓄电池组共同为通信设备提供4

9、8V基础电源。此外，各类通信设备还需要3.3V、5V、12V等多种直流电压，这些电压通常由通信设备内部的直流变换器产生。1.1.1通信设备对开关通信电源的要求复杂的通信系统和通信设备对开关通信电源的组成和性能都提出了较高的要求。1.直流供电和(或)交流供电 现代通信设备普遍是电子电路和计算机电路，需要多种直流电压供电。作为一个通信设备，内部也可能有变换电源，因此通信设备的外部可分为直流供电和交流供电两类。通常，大型通信设备和计算机等专用设备采用直流供电，要求可靠性比较高；小型通信设备采用交流供电，要求机动性比较大。2.不间断供电 通信设备的不间断供电极为重要。由蓄电池直接保证不间断直流供电系统

10、的可靠性最高；交流不间断系统也能做到不间断，但可靠性低于直流不间断系统。3.杂音小、干扰小 例如：语音通信时的杂音小，图象通信时的条纹干扰小，数字通信时的误码率低等。4.效率高 节能、减小电源发热、提高可靠性、减小设备的体积与重量都要求高效率，许多电路技术(软开关、回能吸收等)的发展都是为了提高效率。5.少污染 不影响电网的供电质量，输入功率因数高、输入谐波电流小、采用软启动减小冲击电流。6.自动保护 一旦出现异常现象，如输入、输出电压和电流过大、温升过高等应采取切断电源等保护措施，避免故障的扩大，并能在故障消除后，系统能自动恢复正常运行。7.自动检测和集中控制 可节省人力和提高系统可靠性。通

11、信系统己实现了一些通信局和区域的集中控制，正在向城市集中控制方向努力，目标是全国的集中控制。8.其他 在规定的环境温度和湿度范围内能正常工作、故障率低、寿命长等。1.1.2通信电源系统的组成通信电源系统由交流供电系统、直流供电系统和相应的接地系统组成。为了保证稳定、可靠、安全供电，通信电源系统可采用集中供电、分散供电、混合供电或一体化供电方式。本文以集中供电方式简要介绍通信电源系统的组成。通信电源交流供电系统采用多种方式供电，一般包括变电站、油机发电机、通信逆变器和交流不间断电源(UPS)供电。为了不间断供电，电信局都配有自动油机发电机组。当市电中断后，油机发电机组自动启动。市电和油机发电机组

12、的转换由低压交流配电屏完成。交流配电屏将低压交流电分别送到整流器、不间断交流电源设备(通信照明等)和空调装置。同时，交流供电系统还应给通信局(站)内一般建筑负载和保证建筑负载供电。直流供电系统由整流器、蓄电池、直流变换器(DC/DC)和直流配电屏等组成。整流器的交流电源由交流配电屏引入，整流器与蓄电池通过直流配电屏和负载连接。当通信设备需要多种不同数值的电压时，可以采用直流变换器(DC/DC)或机架电源将48V的基础电源变换为所需的电压。在直流供电系统中设置了蓄电池组，实现直流不间断供电。市电正常时，整流器一方面给通信设备供电，一方面给蓄电池充电，以补充蓄电池因局部放电而失去的电量。在浮充工作

13、状态下，蓄电池还能起到一定的滤波作用。市电中断时，蓄电池可以保证不间断供电。若市电中断时间过长，整流器应由油机发电机组供电。为了提高通信系统质量、确保通信设备和人身的安全，通信电源的交流和直流供电系统都必须有好的接地装置。1.2通信直流开关电源的发展现状和发展方向1.2.1开关电源的发展和趋势 1955年美国罗耶（GH.Roger）发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛（Jen Sen）发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大

14、功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源。目前，开关电源以型小、量轻和高效率的特点被广泛应用于各种通信终端设备、数字程控调度机等几乎所有的电子设备，是当今信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100KHz、用MOSFET制成的500KHz电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠

15、性。其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对1MHz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。目前对这种开关电源的研究很活跃，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆赫兹的变换器的实用化研究。1.2.2软开关技术的发展 开关频率的提高可以使开关变换器(特别是变压器、电感等磁

16、性元件以及电容)的体积、重量大为减小，从而提高变换器的功率密度。另外，提高开关频率可以降低开关电源的音频噪声和改善动态响应。 早期的脉宽调制(PWM)开关电源工作在硬开关模式，即：强迫功率器件在其两端电压不为零时开通，电流不为零时关断，这种方式使得开通和关断损耗大。开关频率越高，损耗越大，限制了频率的提高。变换器的软开关技术是利用电感和电容对开关的轨迹进行整形，较好的解决了硬开关PWM变换器的开关损耗大的问题。同时也解决了硬开关引起的EMI问题。因此，国内外电力电子界自二十世纪七十年代以来，不断研究高频软开关技术，并得到较快的发展。 最早是采用有损缓冲电路来实现软开关。从能量的角度看，这种方法

17、对变换器的变换效率没有提高，甚至使效率降低。目前所研究的软开关技术不再采用有损缓冲电路，而是真正的减小开关损耗，不是开关损耗的转移。目前，直流开关电源的软开关技术一般可分为以下几类： 1.全谐振变换器，一般称为谐振变换器。该类变换器实际上是负载谐振型变换器，按照谐振元件的谐振方式，分为串联谐振变换器(SRCS)和并联谐振变换器(PRCS)两类。在谐振变换器中，谐振元件一直参与谐振工作，参与能量变换的全过程。该变换器与负载的关系比较大，对负载的变化比较敏感，一般采用频率调制方法。 2.准谐振变换器(QRCS)和多谐振变换器(MRCS )。这是软开关技术的一次飞跃，该类变换器的特点是谐振元件参与能

18、量变换的某一个阶段，不是全过程参与。准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器(ZCSARCS)和零电压开关准谐振变换器(ZVSQRCS )。多谐振变换器一般实现开关管的零电压开关，该类变换器需采用频率调制方法。 3.零开关PWM变换器(Zero switching PWM converters)。它可分为零电压开关PWM变换器(Zero-voltage-switching PWM converters)和零电流开关PWM变换器(Zero-current-switching PWM converters)。该类变换器是在QRCS的基础上，实现恒频率控制，即实现PWM控制。与QRCS不同的是，零开关

19、PWM变换器的谐振元件的谐振工作时间与开关周期相比很短，一般为开关周期的1/101/15。4.零转换PWM变换器(Zero transition converters)。它可分为零电压开关转换PWM变换器(Zero-voltage-transition PWM converters，ZVT PWM converters)和零电流转换PWM变换器(Zero-current-transition PWM converters，ZCT PWM converters)。该类变换器是软开关技术的又一次飞跃。它的特点是变换器工作在PWM方式下，辅助谐振电路仅在开关管开关时工作一段时间，实现开关管的软开关，

20、在其余的时间则不工作，这就使得辅助谐振电路的损耗比较小。1.3本文的主要工作在工业应用中，主要有以下两种常用类型的电源。一种是高频开关电源，另一种是以晶闸管为功率变换器件的相控电源。随着直流电源的发展，在中小功率的直流电源中己经普遍采用高频开关电源，而且在大功率的直流电源中也有逐渐代替相控电源的趋势。高频开关电源因其功率密度高，输出纹波小的优势占领着很大一部分市场。高频开关电源的种类也有许多种，区别主要在于功率变换器件和控制电路。对于较大功率电源，一般采用IGBT作为功率变换器件，这是由于IGBT的导通电阻比较小，通过的电流比较大，能做到较大的功率，但是与MOSFET功率器件比较，其开关时间比

21、较长，频率不能做的太高。 相对于IGBT功率器件，MOSFET功率器件的开关时间比较短，频率可以做比较高，甚至可以达到几个兆赫兹，存在漏源二极管，同时，工作区域较宽。电源的体积比较小，功率密度大。但MOSFET功率管的导通电阻相对比较大，流过的电流不能太大。本论文研究的48V/25A的高频开关电源，选用MOSFET作为功率器件可以满足实际要求。对高频开关电源的设计方案可能不尽相同，但设计思路基本相同。目前，对开关电源的设计存在两种思路：一种是通过纯硬件的电路设计来实现各种功能，这种电路结构简单、反映速度快，但功能一般做的比较少，一般应用于小功率开关电源中；另一种是软件和硬件相结合的设计思路，仅

22、仅通过硬件是很难实现。 在高频开关电源中，主电路是开关电源的主要部分，也是开关电源的骨架。如果没有合理地设计主电路的结构以及电路参数，很难达到预期的效果，而且也可能会引发故障，电源的安全性、可靠性、效率都会降低。 主电路的设计是单相交流电经整流滤波后，通过DC/DC变换器，得到所要求的输出电压。根据电路结构和功率管器件的个数不同可以将直流变换器分为：降压型(Buck)变换器、升压式(Boost)变换器、正激(Forward)变换器、反激(Flyback)变换器、推挽(Push-pull)变换器、半桥(Half-bridge)直流变换器、全桥(Full-bridge)直流变换器等。本论文研究的高

23、频开关电源，主电路是采用大功率移相全桥直流变换电路，通过调节移相角的大小实现输出稳压和限流，且输出电压是连续可调的。为了减小功率器件的开关损耗，在变换电路中利用谐振元件实现了零电压软开关。输出电路采用全波整流电路将交流电压波形整流，并经LC滤波为输出纹波比较小的直流电压。 本论文主要内容如下：1.主电路的设计。主电路采用了全桥直流变换电路，并利用谐振电感和电容实现功率器件的零电压开通，减小功率器件的开关损耗。 2.以UC3875移相全桥控制芯片为核心，实现了移相全桥控制电路。 3.在保护电路中，设计了电源的输出电压、输出电流、过温等保护功能，提高了电源工作的可靠性。第2章 高频开关电源主电路的

24、设计与实现第二章 高频开关电源主电路的设计与实现高频开关电源是直流电源系统的主要部分，其性能的优劣将直接影响到整个系统的性能。随着高频开关电源的发展，人们对高频开关电源的要求越来越高，主要表现在几个方面：其一是开关电源要有较高的性能指标，如输出纹波系数小、效率高等；其二是开关电源要具有比较完善的自我检测与控制功能，能够实现故障保护。 本章主要对电源主电路进行设计以及对移相零电压软开关存在问题进行讨论。2.1高频开关电源的技术指标 根据实际需要，电源应该能在一定的条件下工作，达到所要求的技术指标。其技术指标如下：1.输入电压为单相50Hz，220VAC；2.输出直流电压：额定电压为48V，最大输

25、出电压为60V，连续可调；3.输出电流：025A，连续可调；4.输出电压精度：2%；5.输出电流精度：2%；6.转换效率： 90%；7.纹波系数：0.1%；8.工作环境温度：-545。2.2高频开关电源主电路的硬件设计单个开关电源结构框图如图2-1所示，其结构可以分为四个部分：主电路、控制电路、保护电路及辅助电源。2.2.1输入整流电路的设计 单相交流电经整流、滤波后，为逆变桥提供一个平滑的直流电压。由于单相整流后的直流电压最高可达380V左右，且一般电解电容的耐压为450V，可以采用多个电容并联滤波，不必采用电容串连的方式减小电容的耐压15。图2-1 结构框图图2-2 整流电路2.2.2直流

26、变换器的设计 在传统的DC/DC变换器中，开关器件多处于硬开关方式，这可能会导致下列一些问题。首先，开关器件存在较高的开关损耗，限制了开关频率的提高，变压器的体积比较大；其次，在功率器件关断时，由于分布电感的存在，开关器件承受较大的应力；再次，在全桥电路中易产生同一个桥臂上的两个功率管同时导通的现象。本论文采用的是移相全桥零电压软开关脉宽调制(FB-ZVS-PWM)变换电路。此电路不仅保持了准谐振电路开关损耗小的优点，且工作在固定的开关频率。与硬开关全桥电路相比，它采用移相控制，在换流时利用谐振元件实现开关器件的零电压开通，减小了功率管的开通损耗，提高了效率，使开关频率达到50KHZ100KH

27、Z。移相全桥变换电路如图2-3所示。图中，Tr是高频变压器，Ql-Q4是功率管。Dl-D4分别是Q1-Q4的内部寄生二极管，Cl-C4分别是Ql-Q4的内部寄生电容和外接电容的和。Lr谐振电感，它包括了变压器的漏感。每个桥臂的两个功率管成180度，互补导通，不同桥臂对角线上的两个功率管在关断时间相差一个相位，此相位差即为移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压。在本论文中，Q1和Q3组成的桥臂为超前桥臂，Q2和Q4组成的桥臂为滞后桥臂7。图2-3 ZVS-PWM变换电路2.2.3输出整流电路的设计 输出整流电路选用有两种，一种是由四个快恢复二极管构成的全桥整流方式；另一种是由两个快恢复二极管

28、构成的双半波整流方式，即全波整流方式。当输出电压比较高、输出电流比较小时，一般采用全桥整流方式；当输出电压比较低、输出电流比较大时，为了减小整流桥的通态损耗，提高变换器的效率，一般选用全波整流方式。其具体电路如图2-4和图2-5所示。其中，Tr为高频变压器，Lf为输出滤波电感，为输出滤波电容，Df为整流二极管，Cf，Rf构成RC吸收电路15。电源最高输出电压可达60V左右，输出电压比较低，对二极管的耐压要求不是很高，且采用全波整流电路的效率比较高，为了节约成本，本电源采用全波整流电路。图2-4 全桥整流输出电路 图2-5全波整流输出电路2.3移相全桥谐振软开关电路2372.3.1移相全桥零电压

29、PWM软开关电路的工作原理在分析移相全桥电路的工作原理前，首先作如下假设：1.所有开关管、二极管均为理想器件；2.所有电感、电容和变压器均为理想元件；3.Cl=C3=Clead，C2=C4=Clag；4.LfLr/n，n是变压器原副边匝数比。 由图2-6可知，除了死区时间外，全桥电路中总有两个功率管同时导通，其组合开通为Q1和Q4，Q4和Q3，Q3和Q2，Q2和Q1，周而复始。其中Q1和Q4、Q3和Q2组合时，全桥电路输出能量；Q2和Q1，Q4和Q3组合时，全桥电路处于续流状态，不输出能量。改变这两类组合的时间比，即改变移相角，实现输出电压的调节。图2-6 变换器的主要波形1.开关模态0：在t

30、0时刻，Q1和Q4通。原边电流流经Q1变压器原边和Q4，副边电流流经副边绕组Ls，小整流管Dr输出滤波电感Lr输出滤波电容Cf和负载。2.开关模态1：t0t1t0时刻关断Q1，原边电流从Q1中转移到C3和C1支路中，给C1充电，同时C3被放电。在这个时段里，Llk和Lr是串联的，而且Lf很大，Lr近似于一个恒流源。C1的电压线性上升，C3的电压从Vin开始线性下降，因此，Q1是零电压关断。在t1时刻，C3的电压下降到零，Q3的反并二极管D3自然导通。3.开关模态2：t1t2D3导通后，将Q3的电压钳在零位。此时开通Q3，则Q3零电压开通。虽然这时候Q3被开通，但Q3中并没有电流流过，原边电流由

31、D3流通。Q1和Q3驱动信号之间的死区时间tdt01(t01代表t0到t1这段时间)。在这段时间里，原边电流等于折算到原边的滤波电感电流。在t2时刻，原边电流下降到I2。4.开关模态3：t2t3在t2时刻，关断Q4，此时原边电流转移到C2和C4中，一方面抽走C2上的电荷，另一方面同时C4充电。由于C2和C4的存在，Q4的电压是从零慢慢上升的，因此Q4是零电压关断。此时，Vab=-Vc4，Vab的极性由零变为负，变压器副边绕组电势下正上负，整流二极管D2导通，副边绕组Ls中开始流过电流。由于整流二极管D1和D2同时导通，将变压器副边绕组短接，变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，Vab直接

32、加在谐振电感Lr上，因此在这段时间里实际上谐振电感Lr和C2、C4在谐振工作。在t3时刻，C4的电压上升到Vin，D2自然导通，结束该开关模态。5.开关模态4：t3t4在t3时刻，D2自然导通，将Q2的电压钳在零位，此时就可以开通Q2，Q3是零电压开通。虽然此时Q2已开通，但Q2不流过电流，电流由D2流通，谐振电感的储能回馈给输入电源。由于副边的两个整流管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零，这样电源电压加在Vin加在谐振电感Lr两端，原边电流线性下降。在t4时刻，原边电流下降到零，二极管D2和D3自然关断，Q2和Q3中将流过电流。6.开关模态5：t4t5在t4时刻，原边电

33、流由正值过零，并且向负方向增加，流经Q2和Q3。由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流管提供回路，因此原边电压仍然为零，加在漏感两端电压是Vin，原边电流正相线性下降。到t5时刻，原边电流达到折算到原边的负载电流/K，该开关模态结束。此时，整流管D1关断，D2流过全部负载电流。7.开关模态6：t5t6在这段时间里，电源给负载供电。 在t6时刻，Q3关断，变换器开始另一个半周工作，其工作情况类似于上述的半个周期。2.3.2移相零电压软开关电路存在问题的解决1.滞后臂的谐振通过前面的分析，可以看出，在超前桥臂换流过程中，变换器次级的输出滤波电感折算到初级参与谐振，等效谐振电感比较大

34、，这就使得超前桥臂比较容易实现零电压开通。在滞后桥臂换流过程中，变压器的次级短路，只有漏电感参与谐振。因而，相对超前桥臂，滞后桥臂较难实现零电压开通。 在本论文设计的全桥电路中，滞后桥臂换流时，谐振电感利用的是变压器的漏感，由于漏电感比较小，所以比较难实现零电压开通，通过减小滞后桥臂上功率管漏源极间电容，可以实现零电压开通。在本电路设计中，滞后桥臂上的两个功率管没有额外并联电容，谐振电容仅是功率管的漏源极结电容，谐振电容比较小，容易实现零电压开通；而超前臂上的两个功率管漏源极间并联有附加电容，相对来说谐振电容比较大。 在电路设计中，没有加入额外谐振电感实现滞后臂的零电压开通，这是由于增加谐振电

35、感，不仅会使功率管开通时电压尖峰大，而且会使副边占空比丢失比较严重。2.直流分量的抑制在全桥变换器中，Q1和Q4的导通时间不可能与Q2和Q3的导通时间完全相同，即使两者相同，其通态压降也可能有差异，这就使输出电压不可能是一个纯交流电压，而是含有直流电压的。由于高频变压器原边绕组电阻小，此直流电压长期作用，会导致铁芯直流磁化直至饱和，使变换器不能正常工作。因此，必需采取措施抑制变换器的直流分量。须采取措施抑制变换器的直流分量。 最简单的方法是在变压器的原边电路中串联隔直电容。电容上的交流电压降约为Vab的10%，隔直电容承担Vab的直流分量，变压器仅承担交流分量。2.3.3 ZVS的实现及副边占

36、空比丢失1.ZVS的实现由上节的分析可知，要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量：抽走将要开通的开关管的结电容电荷；给同一桥臂关断的开关管的结电容充电；抽走变压器原边绕组电容上的电荷。领先桥臂和滞后桥臂实现ZVS的情况不一样。领先桥臂开关时，Lf与Llk串联，Llk和Lf中的能量用来实现ZVS。由于Lf.很大，这个能量很容易使领先桥臂实现ZVS滞后桥臂开关时，变压器副边是短路的，只是漏感的能量用来实现ZVS，Llk比Lf小得多，因此滞后桥臂实现ZVS比较困难。2.副边占空比丢失（在某一段时间内,移相全桥的初级侧虽然有正电压方波,但是不足以维持负载电流,次级侧的所有二极管导通,负载处于续流状

37、态,其两端的电压为零,这就是占空比丢失,其值等于原边占空比减去副边占空比.回复2帖 在PS-FB变换器中，副边占空比Dsec小于原边占空比Dp，其差值是副边占空比丢失Dloss，即Dloss=Dp-Dsec。这是该变换器的特有现象。产生Dloss的原因是：存在原边电流从正向(或负变化到负向（或正）负载电流的时间，即图中的t2t5和t8t11时段。在这段时间里，虽然Vab有正电压方波(或负电压方波)，但原边不足以提供负载电流，副边整流桥的所有二极管导通，负载处于续流状态，Vcd为零。这样副边就丢失了t2t5和t8t11的电压方波，即图的阴影部分。这部分时间与1/ 2开关周期的比值就是Dloss，

38、即由此可见，Llk越大，Dloss越大；负载越大，D越大；Vin越低，Dloss越大。 (a) (b) (c) (d)图2-7参考文献中的仿真波形图2-7分别给出了原边电压Vin、原边电流和副边整流后的电压Vcd波形，从中可以看出，当原边电流从正方向(或负方)变化到负方向(或正方)负载电流时，副边存在占空比丢失。图2-7(d)是Q2的驱动波形及其漏源极电压Vds(2)波形，图中表明，当Vds(Q2)降到零，其反并二极管导通时，开通Q2，因此Q2是零电压开通。在Q2关断时，由于其结电容的存在，使它为零电压关断。因此移相控制方式实现了开关管的零电压开关。2.3.4 结论 通过以上分析，可以得出以下

39、结论： (1) 移相控制全桥变换器实现了开关管的零电压开关，大大减小了开关损耗，有利于提高开关频率，减小变换器的体积和重量； (2) 领先桥臂比滞后桥臂容易实现零电压开关；(3) 漏感使副边存在占空比丢失。2.4主电路元件参数的选择2.4.1 输入电路参数的选择8对于中小功率电源，一般采用单相220V交流电输入；而中大功率电源则是采用三相交流输入。本开关电源采用的是单相220V/50Hz的交流电Vin，经过全桥整流后得到脉动的直流电压Vin，输入滤波电容用来平滑这一直流电压，使其脉动减小。由于单相桥式整流电路中，四个二极管轮流导通半个周期，所以流过二极管的电流平均值为（这是负载电流 还要再除以

40、2 0.45）由单相整流图可知，在U2的正周期时，二极管D1，D3导通，D2，D4截止而承受反向电压，反向电压的最大值为U2的峰值，即 在正半周期时，二极管D1，D2承受同样的反向电压。 选择二极管时，主要依据以上两个式子，为安全起见，选择二极管的最大整流电流应大于二极管的平均电流，二极管的反向峰值工作电压应大于在电路中实际承受的最大反向电压的一倍。输入滤波电感的选择，根据经验，选用值为几个或者不足一个毫亨的电感。按照下面的步骤计算的容量：(1) 线电压的有效值：187V253V(2) 线电压的峰值：264V358V(3) 整流滤波后直流电压的最大脉动值：50V(4) 输入滤波后的直流电压：

41、为200 V358V每个周期中输入电容Cin提供的能量约式中的为输入到输出端的转换效率，值为0.9；为最小开关频率，值为45hz，电源的最大输出功率为1500W。（要变！）代入数值得到： 每半个周期输入滤波电容提供的能量为：输入电容的容量为： 代入数值得到： 在实际的电路中采用4个330/450V的电解电容相并联。输入电压的最小值：=200V小电容滤低频大电容滤高频（大电容就是起滤波作用的。交流电通常是50-60HZ的正弦波，是低频。经二极管整流后，还不是完全的直流，还是有起伏的波峰和波谷，当电压曲线走向波峰时，会给大电容充电，当电压走向低谷时，大电容又会放电。这样，电容就消减了波峰，又填平了

42、波谷，使输出电压变得平稳。电容越大，能力就越强，电压就越平稳。这就是电容的滤波作用。）为了抑制高频电压尖峰 有必要在电解电容并联小容量无极高频电容电解电容的结构是用俩片锡纸中间夹有绝缘的电容器纸,卷绕后,封装在铝壳里.所以电解电容有层间分布电感,容量越大分布电感越大, 电感对高频信号的阻碍作用大,所以电容量越大对高频信号的阻碍作用越大.所以电解电容滤除低频交流信号效果好,滤除高频交流信号效果差. 为了改善滤除高频交流信号的效果,线路中常常在电解电容旁边再并联一个几十P到几百P的高频电容.滤除高频交流信号(高次谐波). 因为小容量的电容,低频信号不易通过,但高频信号容易通过.表面上看，电解电容已

43、经很大了，并上个无极小电容也微不足道，何苦呢？但实际上正因为电解电容容量很大，所以它是多层卷绕而成的，而着就增加了它的分布电感，这种电感对高频是不容易让它通过的，所以要并联一个小的无电感电容来短路掉电源滤波电路中的高频成分及窜入电源的高频杂波。2.4.2高频变压器的设计1 在通信开关电源中，高频变压器的功能包括：a：电气隔离；b：降压作用；c：参与功率开关管的软开关过程。进行高频变压器设计时必须全面考虑对变压器性能产生影响的因素，如磁芯材料的选择、磁通密度和铁损的限制、制造工艺等。 在设计高频变压器时，必须满足以下要求： 变压器初、次级绕组变比应满足要求，即输入电压最低时，仍能得到所需的输出电

44、压。 当输入电压最高，占空比最大时，磁芯不会饱和。当输出功率最大时，变压器温升在允许的范围之内。 初、次级绕组的损耗应相等，铜损与铁损也应相等，损耗应足够低。 初、次级绕组之间的漏感应适当小。 符合必要的安全规格。根据上述要求，我们重点对磁芯材料选择和变压器初、次级变比计算进行讨论。1.电压比为了使变压器在规定的输入电压范围内输出所要求的电压，变压器的变比应该按最低输入电压Vin选择。考虑到移相控制中副边占空比丢失现象，我们选择副边最大占空比Dmax为0.85，得到原副边变比为：式中：Vo(max)为最高输出电压；VD为输出整流二极管的通态压降；为输出滤波电感上的直流压降。2.铁心的选取计算出

45、电压比后，可根据以下公式选取合适的铁心： 式中：Ae为铁心磁路截面积；Aw为铁心窗口面积；为变压器传输功率；为开关频率；为铁心材料所允许的最大磁通密度的变换范围；为变压器绕组导线的电流密度；为绕组在铁心窗口中的填充因数。 电路中变压器的传输电压，为1500W，开关频率为85KHZ，铁心材料选为铁氧体，其取0.2T，导体电流密度选取4A/，窗口填充因数选取0.5，将数据代入公式得到按照铁氧体铁心生产厂家提供的手册，选取铁心型号为EE55，其铁心截面积为3.53，窗口面积为2.80，可以满足要求。3.绕组的匝数铁心选定后，可由下式计算绕组的匝数：= 将数据代入上式可知，变压器副边的绕组匝数为6.2

46、匝，实际选用的是7匝。由变压器的变比可以推算出变压器原边的绕组为19匝。4.绕组导线截面由下式可以计算出副边绕组导线截面积：代入数据得到副边绕组导线截面积为6.25，根据电压比得到原边绕组导线截面积为2.27。为了减小导线的集肤效应，一般采用多股导线绕制。2.4.3输出滤波电感的设计在DC/DC全桥变换器中，原边电压经变压整流后，为方波电压。从输出滤波侧看，此电路类似于BUCK变换器，其工作频率为开关频率的2倍。因此可以按BUCK变换器的公式计算输出滤波电感和电容。 为了保证输出滤波电感电流在某一最小电流时保持连续，设最小输出电流为1A，则输出滤波电感可按下式计算：2.4.4输出滤波电容的选择 输出滤波电容的选择不仅要考虑电容值，而且要考虑电容的等效电阻ESR和耐压值。输出电容必须有足够小的ESR，以满足输出纹波和负载动态响应的需要；同时又必须有足够大的ESR以满足稳定性的要求。电容值也要足够大以满足满载到空载转换时吸收电感储能的需要。 输出滤波电容的计算公式如下：令输出电压交流纹波峰峰值为，代入公式得到：电容的等效阻抗