功率因数校正电路设计.doc

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1、课程设计任务书学生姓名： 专业班级： 指导教师： 工作单位： 题 目: 功率因数校正电路设计初始条件：输入交流电源：单相220V，频率50Hz。要求完成的主要任务: （包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写等具体要求）1、基于CCM-BOOST方式实现功率因数校正。2、输出直流电压：400V。3、输出功率250W。4、完成总电路设计和参数设计。时间安排：课程设计时间为两周，将其分为三个阶段。第一阶段：复习有关知识，阅读课程设计指导书，搞懂原理，并准备收集设计资料，此阶段约占总时间的20%。第二阶段：根据设计的技术指标要求选择方案，设计计算。第三阶段：完成设计和文档整理，约占总时间的40

2、%。指导教师签名： 年 月 日系主任（或责任教师）签名： 年 月 日目录摘要11.功率因数21.1功率因数定义21.2电流谐波总畸变率22功率因数校正技术32.1功率因数校正技术分类32.2有源功率因数校正原理32.2.1单相功率因数校正32.2.2单级PFC变换器42.3BOOST型有源功率因数校正的一般方法52.3.1电流峰值控制法（Peak Current Model Control）52.3.2滞环电流控制法（Hysteresis Current Control）72.3.3平均电流控制法(Average Current Mode Contro1)93基于CCM-BOOST方式的功率因

3、数校正电路设计103.1功率因数校正芯片UC3854103.1.1UC3854简要介绍103.1.2UC3854引脚功能113.1.3UC3854内部结构133.2功率因数校正电路设计153.2.1系统的主要性能指标153.2.2方案选择153.2.3元器件参数设计163.3控制电路设计223.3.1UC3854主要参数设置223.3.2外围主要参数设置233.3.3设计完成的校正总体电路24结论及心得体会25参考文献26附录27功率因数校正电路设计摘要以开关电源为代表的各种电力电子装置给工业生产和社会生活带来了极大便利，然而也带来了一些负面问题。通常开关电源的输入采用二极管组成的不可控容性整

4、流电路，但是二极管整流电路不具有对输入电流的可控性，当电源电压高于电容电压时，二极管导通，电源电压低于电容电压时，二极管不导通，输入电流为0，这样就形成了电源电压峰值附近的电流脉冲。解决这一问题的方法就是对电流脉冲的幅度进行抑制，使电流波形尽量接近正弦波，这一技术成为功率因数校正技术，有无源功率因数校正和有源功率因数校正之分。无源功率因数校正技术是通过在二极管电路中增加电感、电容等无源元件和二极管元件，对电路中的脉冲进行抑制，以降低谐波分量，提高功率因数。这种方法简单可靠但增加的无源元件一般体积较大，成本高，功率因数也只能校正到0.8左右，难以满足要求。有源功率校正技术采用全控器件构成的开关电

5、路对输入电流的波形进行控制，使之成为与电源电压同相的正弦波，总谐波含量可以降到5%以下，而功率因数能高达0.995，彻底解决整流电路的谐波污染和功率因素低的问题。本课程设计设计的是基于有源功率因数校正原理的单相BOOST功率因数校正电路，BOOST电路作为基本的DC/DC变换器，具有电感电流连续、储能电感也兼做滤波器、可抑制RFI和RMI噪声、电流波形失真小、输出功率大等优点。完成当输入为220V、50HZ交流电时，输出为400V直流电压，输出功率为250W的功率因数校正电路的设计。对整个校正电路的各元件参数进行设计，通过SPICE仿真验证，最终设计完成满足要求的功率因数校正电路的设计。关键词

6、：功率因数校正，BOOST电路，谐波1. 功率因数1.1 功率因数定义功率因数PF是指交流输入有功功率P与输入视在功率S的比值，即：式中，U为正弦电压有效值；为畸变电流有效值；为基波电流有效值和总电流有效值之比，,称为基波因数；称为位移因数或基波功率因数。可见，功率因数由基波电流相移和电流波形畸变这两个因数共同决定。值小，则表示用电器设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器损耗大；值小，则表示输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，严重的话，对三相四线制供电还会造成中线电位偏移，导致用电设备损坏。1.2 电流谐波总畸变率电流谐波总畸变率定义为：功功率因数与电流谐波总畸变

7、率的关系为：所以有即：。可见，越大，功率因数越低，越小，功率因数越高，因此可以考虑通过减小来提高功率因数。2功率因数校正技术2.1功率因数校正技术分类功率因数校正技术，有无源功率因数校正和有源功率因数校正之分。无源功率因数校正技术是通过在二极管电路中增加电感、电容等无源元件和二极管元件，对电路中的脉冲进行抑制，以降低谐波分量，提高功率因数。这种方法简单可靠但增加的无源元件一般体积较大，成本高，功率因数也只能校正到0.8左右，难以满足要求。有源功率校正技术采用全控器件构成的开关电路对输入电流的波形进行控制，使之成为与电源电压同相的正弦波，总谐波含量可以降到5%以下，而功率因数能高达0.995，彻

8、底解决整流电路的谐波污染和功率因素低的问题。缺点是电路复杂、成本高、效率会下降。按照电路的拓扑结构可将有源功率因数校正方法分为以下几类：降压式(BUCK)、升降压式、反激式（FLYBOOST）、升压式（BOOST）、。其中电路更为可靠，应用广泛，本课程设计主要针对单相BOOST型功率因数校正电路进行设计分析。2.2有源功率因数校正原理2.2.1单相功率因数校正单相功率因数校正电路实际上是二极管整流电路加上升压型斩波电路构成的。典型单相有源PFC电路如图2-1所示，其主要原理波形如图2-2所示。给定信号和实际的直流电压比较后送入PI调节器，得到指令信号，和整流后正弦电压相乘得到输入电流的指令信号

9、，该指令信号和实际电感电流信号比较后，通过滞环对开关器件进行控制，便可使输入直流电流跟踪指令值，这样交流侧电流波形将近似成为与交流电压同相的正弦波，跟踪误差在由滞环环宽所决定的范围内。在升压斩波电路中，只要输入电压不高于输出电压，电感L的电流就完全受开关S的通断控制；S通时，增长，S断时，下降，因此控制S的占空比按正弦绝对值规律变化，且与输入电压同相，就可以控制波形为正弦绝对值，从而使输入电流的波形为正弦波，且与输入电压同相，输入功率因数为1。 图2-1典型的单相有源PFC电路图2-2单相有源PFC电路主要原理波形2.2.2单级PFC变换器基于BOOST电路的有源功率因数的校正技术具有输入电流

10、畸变率低的特点，若电路工作于电流连续模式，则开关器件的峰值电流较低。单级PFC变换器拓扑是将功率因数校正电路中的开关元件与后缀DC-DC变换器中的开关元件合并和复用的，将两部分电路合二为一。单级PFC变换器控制电路通常只有一个输出电压控制闭环，在小功率电源中很占优势，因此主要以单相变换器为主。由于升压电路的峰值电流较小，目前主要采用单开关升压型电路，DC-DC部分为单管正激或反激电路。一种基本的单开关升压型单级PFC变换电路如图2-3所示。图2-3典型的BOOST型单级PFC AC-DC变换器其基本原理为开关在一个周期内按一定的占空比导通，开关导通时，输入电源给通过开关给升压电路中的电感L1储

11、能，同时中间直流电容C1通过开关给反激变压器储能，在开关关断期间，输入电源与L1一起给C1充电，反激变压器同时向二次侧路释放能量。开关的占空比由输出电压调节器决定。在输入电压及负载一定的情况下，中间直流侧电容电压在工作过程中基本保持不变，开关的占空比也基本不变。输入功率中的100HZ波动由中间直流电容进行平滑滤波。单级PFC变换器减少了主电路开关的数量，但元件的额定值都比较高，所以单级PFC变换器仅在小功率时整个装置的成本和体积才占优势，对于大功率场合，两级PFC变换器比较合适。单级PFC变换器的输入电流畸变率明显高于两级PFC变换器，特别是仅采用输出电压控制闭环的BOOST型变换器。2.3B

12、OOST型有源功率因数校正的一般方法实现功率因数校正的工作方式从电感电流是否连续可分为CCM模式和DCM模式两种。本课程设计仅要求CCM模式，所以这里主要介绍CCM-BOOST型控制方法。CCM模式下工作的BOOST型PFC电路有三种工作方式：电流峰值控制法、平均电流控制法和滞环电流控制法，主要体现在控制系统结构上的区别。2.3.1电流峰值控制法（Peak Current Model Control）峰值电流控制模式PFC电路原理图如图2-4所示。其中功率管的开关周期恒定不变为T。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成一个与输入电压同频同相的电流控制参考信号(基准电流环信号)。功率管S导通

13、，电感L充电时，电感电流的检测信号和基准电流环信号相比较，当电感电流上升到基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管s关断，电感开始放电，当一个开关周期T结束时，功率管重新导通。图2-5是在半个工频周期内，功率开关管的控制波形和电感电流波形的示意图。当电感电流的峰值按工频变化，从零变化到最大值时，控制波形的占空比逐近由大到小。即半个工频周期内，占空比有时大于0.5，有时小于0.5。当占空比大于0.5时，外部的微扰可以被放大，导致系统电流不收敛，此时可能会产生次谐波振荡。为了防止这种情况的出现，电路中须增加一个斜率补偿函数或斜坡补偿，以便占空比在大范围内变化时，电路能稳定工作。图2-4峰值电流控制模

14、式PFC电路原理图图2-5峰值法控制时电感电流波形图峰值电流控制法来实现BOOST型PFC电路时的最主要问题是：被控制量是电感电流的峰值，因此并不能保证电感电流(即输入电流)平均值和输入电压完全成正比，并且在一定条件下会有相当大的误差，以至无法满足很小的要求。另外，峰值电流对噪声也很敏感。因此在PFC电路中，这种控制方法已经逐渐趋于淘汰。2.3.2滞环电流控制法（Hysteresis Current Control）图2-6、2-7是滞环电流控制法实现BOOST型PFC电路的原理图和在半个工频周期内，功率开关管S的控制波形和电感电流波形的示意图。和峰值电流控制法不同的是，被控制量是电感电流的变

15、化范围。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成两个大小不同的与输入电压同频同相的电流控制参考信号，即：上限基准电流环信号和下限基准电流环信号。电感电流的检测信号需要和两个基准电流环信号相比较来产生对功率开关管的控制信号，其控制步骤为： 功率管s导通，电感充电时，电感电流的检测信号和上限基准电流环信号相比较，当电感电流上升到上限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S关断，电感开始放电； 电感电流下降到下限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管S导通，电感L重新充电。这种控制模式下，功率管的导通时间是恒定的，而关断时间是变化的，因此功率管的开关周期是变化的。图2-7中实线为电感电流，为上限电

16、流基准，为下限电流基准。电流滞环的宽带度决定了电流纹波的大小，它可以是固定值，也可以与瞬时平均电流成比例。图2-6 电流滞环模式PFC电路原理图滞环电流控制法对BOOST型PFC电路而言是一种较为简单的控制方式，由于控制中没有外加的调制信号，电流的反馈和调制集于一身，因而可以获得很宽的电流频带宽度，电流动态响应快，具有内在的电流限制能力等优点。它的主要缺点是：负载对开关频率影响很大，因此设计滤波器时，要按最低开关频率考虑；滞环宽度对开关频率和系统性能影响很大，需要合理选取；当输入电源电压近零时，两个基准信号的差值很小，由于比较器精度及延迟等因素，容易引起过零点电流死区问题，这一般需要对电路加以

17、补偿来解决。图2-7滞环控制时电感电流波形图2.3.3平均电流控制法(Average Current Mode Contro1)平均电流控制模式PFC电路原理图2-8所示，平均电流控制在功率因数校正中应用最为广泛，其输入电感电流波形如图2-9所示。它把输入整流电压和输出电压误差放大信号的乘积作为基准电流，并且电流环调节输入电流平均值，使其与输入整流电压同相位，并接近正弦波形。输入电流被直接检测，与基准电流比较后，其高频分量的变化，通过电流误差放大器被平均化处理。放大后的平均电流误差与锯齿波斜坡比较后，给开关管驱动信号，并决定了其应有的占空比，于是电流误差被迅速而精确地校正。图2-8平均电流控制

18、PFC电路原理图图2-9平均电流法控制时电感电流波形图平均电流控制的特点是被控制量是输入电流的平均值，因此和EMI都很小：对噪声不敏感；电感电流的峰值与平均值之间误差很小；原则上可以检测任意拓扑、任意支路的电流；可以工作在CCM或DCM模式；并且开关频率是固定的，适用于大功率场合。因此，平均电流控制法是目前PFC中应用最多的一种控制方法。3 基于CCM-BOOST方式的功率因数校正电路设计3.1 功率因数校正芯片UC38543.1.1 UC3854简要介绍UC3854是一种高功率因数校正器集成控制电路芯片。它可以控制AC-DC BOOST PWM变换器的输入端功率因数接近于1，限制小于3%，可

19、采用平均电流控制法，其电流放大器的频带可达5MHZ。UC3854组成部分有电压放大器VA、电流放大器CA、固定频率脉宽调制器PWM、模拟乘除法器M、功率MOS管的门及驱动器、7.5V基准电压、过电流比较器、低电源检测器、负载变化比较器以及输入电压前馈、软启动等。它可为提供有源功率因数校正，还按正弦的电网电压来钳制非正弦电流变化，利用供电电流减小电网电流失真。3.1.2 UC3854引脚功能UC3854管脚图如图3-1所示。图3-1 UC3854管脚图1) Gnd：信号地，参考基准电压。实际应用中，Vcc与REF和该段之间接旁路电容，由于该段还与振荡器定时电容相连构成放电回路，因此该端与定时电容

20、间引线尽量短。2) PKLMT：峰值电流限幅信号输入端。为电源限幅比较器的反相输入端，通过电阻分压器与电流检测电阻相连，阀值电压为0，电阻分压器位于该端与9脚之间的电阻相当于补偿电阻，能够使负的电流检测信号的升至地电平。3) CA OUT：电流误差放大器输出端。该端对线电流进行检测，生成相应的PWM信号，实现对电流波形的校正。需要的时候，电流误差放大器的输出信号可接近地电位实现0占空比。控制器被禁止时，电流误差放大器能保持正常状态。电流误差放大器的输出级由射极跟随器构成，并通过8K欧电阻接地。4) Isense：即电流检测信号输入端。该脚是电流放大器的反相输入端。该脚同非反相输入的乘法器输出，

21、可维持功能直到零值或低于地电平。反相输入端和非反相输入端采用的是二极管保护，因此两端电位不低于-0.5V。5) Mult Out：即乘法器输出端和电流检测器正输入端。模拟乘法器的输出端和电流放大器的非反相输入端，被连接在一起作为Mult Out脚。特别注意的是ISENSE脚在低于-0.5 V时也会加到Mult Out脚。由于乘法器高阻抗特性，所以电流放大器构成差分放大器以抑制地线噪声。6) IAC：交流电流输入端。该脚输入到模拟乘法器的是一个电流。从该电流IAC脚输入到Mult Out端，乘法器被制成很低的失真，所以该脚只是乘法器的输入端，应用时检测电网电压。IAC脚的标称电压值为6V，所以除

22、了从IAC脚到整流端由一只电阻器之外，又接一只电阻器在IAC脚和REF脚之间。若接REF的电阻器阻值，是接整流器电阻值的四分之一，那么6V的失调电压将被消去，电网电流将具有最小的交越失真。7) VA Out：电压误差放大器输出端。若IC因ENA或VCC失效，电压放大器将停止工作。也就意味着，由于瞬时的失效周期，跨接在放大器的大反馈电容器将停止充电。电压放大器的输出电平低于1V时，将禁止乘法器输出。电压放大器的输出端在IC内部被限制在5.8V左右，以防止过冲。电压误差放大器的输出级是一个NPN射极跟随器负载，并接一8K欧电阻接地。8) ：线电压有效值输入端。升压PWM的输出值是与输入电压成比例的

23、。所以当输入低带宽升压PWM电压调节器的电网电压变化时，其输出将立刻变化，并缓慢的恢复到稳压值。若器件接的电压与输入的电网电压有效值成正比，那么输入就能补偿电网电压的变化。当最佳控制时，应停留在1.53.5V之间。9) VREF：基准电压输出端。VREF是一个精确值为7.5V的电压基准输出。该输出脚能提供10mA给外围电路，并在IC内部受短路电流的限制。当VCC是低电平或者当ENA为低电平时，VREF则失效，并维持在0V值。为提高基准电压稳定性，应用一只0.1uf或更大的陶瓷电容将VREF对地旁路。10) ENA：使能控制端。ENA是一个逻辑输入，为PWM输出电压基准和振荡器的使能控制端。EN

24、A还能解除软启动箝位，允许SS脚升高电压。当该脚不用时，应把ENA接到+5V电源上，或者用一只22K欧电阻器拉高其电位。实际中，不能用使能端代替升压PWM调节器的快速关断保护电路。11) ：电压检测信号输入端。该脚为电压误差放大器的反相输入端，通常接反馈网路，并经一个分压器网络接到升压变换器的输出端。12) ：是振荡器充电电流和乘法器限制设置端。将一只电阻器从接到地，将调节振荡器的充电电流，并让乘法器输出为最大。乘法器输出电流在接地的电阻分压器上的电压值不会超过3.75 V。13) SS:软启动电容接入端。当IC无效或VCC太低时，SS将维持在地电平。当VCC和IC均正常有效时，SS脚电压将被

25、IC内部一个14A的电流源提高超过8V。若SS低于REF， SS充当电压放大器的基准输入。用一只大电容器接SS脚到地，电压调节放大器大的基准电压将缓慢升高，并将缓慢地减小PWM的占空比。万一发出禁止指令或电源跌落，SS将快速放电到地并使PWM无效。14) CT：振荡器定时电容器。从CT脚接地的电容器将设置振荡器的频率，它按如下关系式计算：15) VCC偏置电源接入端。在正常工作时接电源VCC的稳定电流至少为20mA ，高于17V 。在VCC脚也接旁路电容接地，用于吸收对外部MOSFET栅极电容充电时产生的电源电流尖峰。为了防止不适当的栅极驱动信号，IC将阻断输出，直到VCC高于欠压锁定门限并维

26、持在高于较低的门限电平。16) ：栅极驱动器()信号输出端。该输出被IC内部箝位在15V，所以IC可工作在高于35V电压值。采用最小为的栅极串联电阻器，可防止栅极阻抗与栅极驱动器输出之间的互相作用影响，它会引起输出过冲太大。当驱动容性负载时，某些输出的过冲总是会出现的。在对UC3854各个端子的外电路进行设计时，必须充分考虑在芯片中有三个端子需附加肖特基二极管进行保护：、Mult Out和PKLMT。3.1.3 UC3854内部结构UC3854芯片集成电路的内部结构如图3-2所示。图3-2 UC3854内部结构图UC3854内部模块有很多，简要介绍如下： UVLC：欠压封锁比较器。电源电压高于

27、16V时，基准电压建立，振荡器开始振荡，输出级输出PWM脉冲。，当电源电压低于1V时，基准电压中断，振荡器停振，输出级被锁死。 EC：是能比较器。使能脚ENA输入电压高于2.5V时，输出级输出驱动脉冲，使能脚输入电压低于2.25V时，输出级关断。 VEA：电压误差放大器。功率因数校正电路的输出电压经电阻分压后，加到该放大器的反相输入端，与7.5V基准电压比较，其差值经放大后加到乘法器的一个输入端。 MUL：乘法器。乘法器输入信号除了误差电压外，还有与整流交流电压成正比的电流和前馈电压。 CEA：电流误差放大器。乘法器输出的基准电流两端产生基准电压，电阻两端压降与两端电压相减后的电流为取样信号加

28、到电流误差放大器的输入端，误差信号放大后，加到PWM比较器，与振荡器的锯齿波电压比较，调整输出脉冲的宽带。 OSC：振荡器。振荡器的振荡频率由14脚和12脚外接电容和电阻决定，只有建立基准电压后，振荡器才开始振荡。 PWM COMP：PWM比较器。电流误差放大器输出信号与振荡器的锯齿波电压经该比较器后产生脉宽调制信号，该信号加到触发器。 FLIP-FLOP：触发器。振荡器和PWM比较器输出信号分别加到触发脉器的R、S两端，控制触发器输出脉冲，该脉冲经与门电路和推拉输出级后，驱动外接的功率MOSFET。 REF：基准电源。该基准电压受欠压封锁比较器和使能比较器的控制，当这两个比较器都输出高电平时

29、，9脚可输出7.5V基准电压。 LMT：峰值电流限制比较器。电流取样信号加到该比较器的输入端，输出电流达到一定数值后，该比较器通过触发器关断输出脉冲。3.2 功率因数校正电路设计功率因数校正目的是为了提高功率因数，控制电感电流，使它能跟踪输入电压的波形，为后级电路提供平滑直流。3.2.1 系统的主要性能指标本课程设计所研究单相CCM-BOOST有源功率因数校正电路，其技术指标如下：a) 输入交流电压：220V/50HZ;b) 输出直流电压：400V；c) 输出功率：250W；3.2.2 方案选择根据2.3中对三种控制方法的比较分析，可知平均电流控制的特点是被控制量是输入电流的平均值，因此和EM

30、I都很小：对噪声不敏感；电感电流的峰值与平均值之间误差很小；原则上可以检测任意拓扑、任意支路的电流；可以工作在CCM或DCM模式；并且开关频率是固定的，适用于大功率场合。因此可以选用利用平均电流法控制的BOOST升压变化器进行电路设计，并使用UC3854对电路进行控制，校正的主体电路如图3-3所示。图3-3 功率因数校正主体电路3.2.3 元器件参数设计(一) 升压电感L电感器在线路中起着储能、续流、传递能量和滤波等作用，电感的选用原则有：以电流脉动为原则、以限制电流过0畸变为原则、以实际体积和重量为选用原则。1. 电流脉动原则当BOOST电路作为功率因数校正电路工作时，电路中的电感电流为输入

31、电流的绝对值。通常控制电感电流可以控制输入电流，而电流的控制通过电感的存储能量和释放能量来实现，所以电流将在给定电流附近脉动。当电流脉动很大时，电流将工作在断续状态。电流断续状态下，功率因数将会很低，电流尖峰大，电路损耗加大。(1)式中 输入电压峰值 输入电流基波峰值 第K次开关周期的占空比 第K个开关周期的起始时间，为 电网角频率 直流输出电压 LBOOST电路中的升压电感则： (2) 根据前述条件，表达式可化简为： (3) 在电流连续条件下，当时，若设第K个开关周期内输入电压恒定为,则电流的脉动为： (4)式中 开关周期当第K个开关周期电流脉动小于此开关周期内电流平均值的两倍时，电路工作于

32、连续模式。表达式为： (5)在开关频率很高的情况下，电感可以取较小值，所以。 在一个半波内输入平均功率等于输出功率： (6)式中 R负载电阻所以 (7)如果要在任何时刻，电流均连续，则要求： (8)在BOOST电路中，输入电流存在脉动，在对功率因数要求高的场合，电流脉动率要求小于某一允许的最大脉动率。如果电流太大，则电流峰值大，各个器件的额定值将要加大，增加成本；电流脉动大，输入滤波的负担将加重。电压为峰值时的占空比为： (9)所以L的选择应满足： (10)2. 限制电流过0畸变原则当时，的物理意义为此时开关处于恒定导通状态.图3-4为BOOST功率因数校正电路简化等效电路，电网与整流桥在电流

33、连续时可等效为一半波电压源，在输出电压恒定的条件下，电感右侧的电路可等效为由输出电压通过开关管而产生的脉冲电压源。取一个半波为例，Uin为一正弦波则有： (11)图3-4 电路简化过程图3-5 简化等效电路若整流后的电流为一与之同相正弦半波电流： (12)则的基波电压为： (13)只存在两种状态：开关断开，续流二极管导通，；开关闭合，续流二极管截止，。当时，如果要保持电流依然为正弦，基波应为负值，而最小只为0，导致在电流过0后一段时间反馈电流难以跟踪上给定电流，波形存在畸变。若假设在一个半波中从起点开始角之后电流完全跟踪上给定电流，并以斑驳的起始点为时间轴起点，则电流的表达式为； (14)设计

34、时，在只考虑过0畸变成分的情况下，功率因数达到某一定值，根据功率因数公式及(14)式得到表达式为：(15)式中 T电网周期实际中除了考虑上述情况外，还应根据实际体积、质量等做出相应调整。(二) 输出稳压电容设计选择输出电容时要考虑到很多因素如：开关纹波电流、二次谐波电流、直流输出电压、输出电压纹波、维持电流、维持时间、流过输出电容器的总电流是开关频率纹波电流的有效值和线路电流的二次谐波。通常选择长寿命、低漏阻、能耐较大纹波电流，工作范围较宽的铝电解电容，并且耐压的选择应留有充分的余量，以避免超负荷工作。如果不记过0时的畸变和开关次谐波，通过整流桥后输入电压、电流为正弦波： (16) (17)在

35、不计开关损耗的情况下： (18)为一个开关周期内通过二极管的平均电流，因此有： (19)其中二次谐波电流为： (20)如果输出稳压电容为，则二次谐波电压值为： (21)电容上输出电压为： (22)设计电路时，二次谐波的电压峰值应小于某一允许电压脉动值。(三) 电感电容值计算任务要求输出侧直流电压为400V，输出功率为250W，输入电压为220V/50HZ单相交流电，若取允许电流波动为20%，开关平率取50kHZ，则：根据公式(8) 得：根据公式(9) 和(10) 可得：可取L4.301mH某一电感值，实际可根据电流峰值、过0畸变大小以及体积重量等方面综合考虑选取适合电感值，本课程设计可通过仿真

36、进行研究。如果取电感值为4.35mH、输出电压波动为5V，则由公式(22) 以及设计电路时，二次谐波的电压峰值应小于某一允许电压脉动值，则：解得：实际可取为220F。(四) 功率开关管和二极管当功率开关管导通时，二极管反向截止，流经开关管的电流为电感电流，二极管上的反向电压为输出电压；当功率开关管关断时，二极管正向导通，开关管上的电压为输出电压，流经二极管的电流为电感电流。当输入电压最小时，输入电流最大，有。因此在选择功率开关管和二极管时，其额定电压必须大于输出电压，额定电流必须大于电感电流的最大值。电压考虑2倍的安全裕量及电压脉动20%，电流考虑1. 5倍的安全裕量极及电感电流脉动20%，则

37、根据上述额定电压，额定电流要求，可选择相应功率开关管APT10026L2LL型MOSFET管，其额定指标为38A/1000V和二极管。3.3 控制电路设计本课题设计要求电路工作于CCM-BOOST模式下，选择平均电流控制法较为合适，电路控制部分我们选用控制芯片UC3854，这是一款高功率因数校正集成控制电路芯片，峰值开关电流近似等于输入电流面对瞬态噪声响应极小，是一款不错的有源功率因数校正校正控制芯片。3.3.1 UC3854主要参数设置a) 乘法器/触发器外围电路：模拟乘法/除法器M是功率因数校正电路的核心，其输出为电流误差放大器CA提供基准电压，直接决定功率因数校正的性能。乘法器工作可描述

38、为：式中，是乘法器的输出电流，=1，是基准电压取样信号(乘法器的输入电流)，其最大为600A。是前馈电压，是电压误差放大器的输出信号。1. 的选取：按最大输入线电压的峰值除以乘法器的最大输入电流来计算，所以可取=500k。2. 的选取：一般取为0.25，所以=0.25500=125,取120。3. 的选取：因为需要考虑不能大于流过电阻两倍的电流故先求最低流电压状态下乘法器的输入电流则有4的选择：上的电压必须等于低电网输入电压峰值电流限制时采样电阻上的电压：，取1.4kb) 振荡器的参数设计振荡器的充电电流值由值决定，而PWM振荡频率即由定时电容与充电电流设置，可表示为：式中为定时电容，为开关频

39、率，是定时电阻，所以振荡器的定时电容为：3.3.2 外围主要参数设置1) 输出电压分压电阻确定输出电压经过3 个电阻RFB1、RFB2和RFB3分压取样，为了降低整个分压电阻的功耗，满足待机功耗的要求和提高整个电路的效率，这些电阻值尽可能选大。但在实际电路中，这些电阻也不能过大，要有足够的输入偏置电流保证误差放大器的输出。折中的选法取总值为1 M。RFB1和RFB2取相同的阻值，以使2 个电阻承受相同的电压，且承受的电压必须在额定电压范围之内（因为输出电压为400 V，取额定电压为250 V 的电阻），为了使输出电压的误差最小，选取1%精度的电阻。取RFB1 = RFB2 = 499 k，由输

40、出电压Uo=400 V，参考电压Uref=7.5 V，可得：取，可计算分压电阻的功耗为PRFB1=PRFB2=77（mW）2) 过电压保护分压电阻的确定过压保护脚OVP 可以设定Boost 最高输出电压，一般输出电容选450V 耐压的电解电容，所以Boost输出电压值必须限制在电解电容的最高耐压范围之内，通过OVP 脚保护，把输出过冲电压限制在合理范围之内，过冲电压门限425 V 是一个比较合适的值。选取过压保护点的分压电阻和上述电压反馈回路分压电阻一样，要考虑电阻的功耗和输入偏置电流。由设计要求可知，过电压保护点设计为425V，取ROVP1=ROVP2=499 ，精度为1%，可得ROVP3=

41、17.9 。3) 电流环和过电流保护点确定IR1150 电流检测脚ISNS 是电流检测放大器和过流保护比较器的输入脚。输入最大电流发生在输入电压最小且负载最重时，所以检测电阻选取必须保证在最小输入电压、最大输出功率时，Boost 变换器应保持恒定输出电压。可取Rs=0.01 、功率为3 W 的无感电阻。4) 高频输入电容Cin确定其中，KIL为电感电流纹波系数，取20%；r 为输入高频电容上的最大电压纹波系数，一般取3% 6%，这里取4.5%；由工作频率fsw= 100 kHz，可知Cin = 0.575F，可取Cin = 0.6 F、额定电压为630 V的高频薄膜电容3.3.3 设计完成的校

42、正总体电路根据上述研究可以画出整个电路的原理图，如图3-6所示。仿真电路图放于本说明书附录部分。图3-6 系统总电路原理图结论及心得体会本文介绍了研究校正功率因数的意义，电力电子装置的大量使用给电网带来了谐波和无功，给电网造成污染，使用功率因数校正技术是解决这一问题的主要途径。在论述有源功率因数校正基本原理的基础上，对有源功率因数校正器几种主功率拓扑进行分析和比较，并总结各自的优缺点。通过分析比较确定本文研究的对象平均电流控制模式的BOOST型功率因数校正技术。对BOOST型PFC系统进行了仿真，并比较分析系统在功率因数校正前后的输入电压电流波形和输出电压波形的变化，结果验证本文的方法，设计B

43、OOST型PFC电路的各参数可获得满意得效果，说明这种设计方法的合理性。在各种的PFC 电路拓朴结构中,BOOST升压型校正电路由于主电路的具有结构简单、变换效率高、控制策略易实现等优点得到广泛应用。但是,由于主电路采用了PWM技术, 给分析和设计带来困难, 在一定程度上限制了功率校正电路性能的进一步提高。在BOOST功率因数校正电路中，电感与电容的参数影响着电路的工况与特性，因此这两个参数的设计至关重要。本次课程设计很具有挑战性，课堂上讲的内容根本不够设计电路所用，再加上时间有限，所以完成的质量不高，但的确学到了很多东西。本课程设计设计的是基于有源功率因数校正原理的单相BOOST功率因数校正

44、电路，BOOST电路作为基本的DC/DC变换器，具有电感电流连续、储能电感也兼做滤波器、可抑制RFI和RMI噪声、电流波形失真小、输出功率大等优点。完成当输入为220V、50HZ交流电时，输出为400V直流电压，输出功率为250W的功率因数校正电路的设计。对整个校正电路的各元件参数进行设计，通过SPICE仿真验证，最终设计完成满足要求的功率因数校正电路的设计。参考文献1 王兆安，刘进军.电力电子技术（第5版），北京：机械工业出版社，2008年2 侯振义，侯传教.UC3854功率因数校正IC及其应用设计.西安：电源技术应用3 Phlip C.Todd.UC3854 Controlled Power Factor Correction Circuit Design Unitrode Linear Integrated Circuit Product & Application Handbook,1995-964 路秋生.有源功率因数校正及应用.核工业自动化，20015 Bil