有源功率因数校正电路的设计.doc

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1、 第 III 页 有源功率因数校正电路的设计摘 要将交流220V电网电压经整流后再提供直流是现实单相电源应用中较为广泛的变流方案，由于传统的二极管或晶闸管整流器会对电网产生谐波电流而危害电网，引起输入端功率因数下降，对电网造成污染；因此有源功率因数校正（APFC）技术得到了迅速的发展.它是在桥式整流器与输出电容器之间加入一个功率因数校正变换电路，它将整流器的输入电流校正成为与电网电压同相位的正弦波，消除了谐波和无功电流，因而能将电网功率因数提高到近似为1.交流输入电压经桥式整流后，得到全波整流电压，经DC/DC变换后，再经过控制器使线路电流的平均值能自动跟随全波整流电压基准的变化，并获得稳压的

2、直流高电压输出，最终给负载提供直流电压源.本文通过对功率因数校正电路的现状与发展进行简单的介绍，然后讨论了什么是功率因数以及功率因数的计算、功率因数校正的原理、功率因数校正电路的种类、有源功率因数校正电路的原理以及元器件L6562的简单介绍；最后设计出基于L6562升压式有源功率因数校正电路.关键词：有源功率，升压式，L6562Active power factor correction circuit design Author:Wei DongLiang Tutor:Pang BaoTangAbstractWill ac 220 V power grid voltage after rec

3、tifying the to provide dc is one single phase power application in reality a wide range of variable current solution because the traditional thyristor rectifier diode or will to power produce harmonic current and harm power grid, cause the input power factor drops, to power cause pollution; So activ

4、e power factor correction (APFC) technology obtained a rapid development. It is in the bridge rectifiers and output capacitors to join a power transformation between circuit, it will become the input current correction rectifier voltage and the sine wave with phase, eliminate the harmonic and reacti

5、ve current, so the power grid power factor improvement to approximate to 1. Exchange the input voltage bridge rectifier, have the rectifier voltage wave, then the DC/DC transform, after controller make the average of the current line can automatically follow all the wave rectifier voltage change of

6、benchmark, and won the high voltage DC voltage output, eventually provide DC voltage source to load.This article through to power factor correction circuit of the current situation and development of simply introduced, and then discuss what the power factor and power factor of calculation, power fac

7、tor correction, the principle of the power factor correction circuit, the kinds of active power factor correction circuit principle and L6562 components of simple introduction; Finally designed based on L6562 booster type active power factor correction circuit. Keywords: Active power, Boost type, L6

8、562 目 录1 绪 论11.1背景课题及意义11.2功率因数校正的现状及发展2 1.2.1功率因数校正的现状2 1.2.2无桥PFC电路2 1.2.3软开关功率因数校正电路31.3论文主要安排32 设计原理42.1 功率因数42.2有源功率因数校正电路5 2.2.1有源功率因数校正电路的原理5 2.2.2有源功率因数校正电路的分类6 2.2.3 升压式有源功率因数校正电路的分析103.元器件的选择143.1 L6562简介143.2 L6562芯片电路图164.电路的设计174.1基于L6562的Boost-APFC电源电路174.2 Boost-APFC电感的设计18结论20致谢21参考文

9、献22黄河科技学院毕业设计说明书 第 23 页1 绪 论1.1背景课题及意义伴随着我国经济的发展，现代工业得到快速发展，各种各样的换电流设备使用越来越多、容量也越来越大，再加上一些非线性电设备也接入到电网，将其产生的谐波电流注入到电网中，使公用电网的电压波形发生畸变，严重地污染了电网的环境，造成电能质量下降，也严重地威胁着电网中各种电气设备的安全运行，因此必须限制高次谐波污染，国内外电气组织先后制定了相关标准，我国国家技术监督局1993年颁布GB/T14549-93电能质量公用电网谐波，国际电工委员会1998年也制定了IEC6100-3-2标准.目前常用的解决电力电子设备谐波污染问题的方法有两

10、种：1.对电网采用滤波补偿；2.对电力电子设备本身进行改造，即进行功率因数校正.两者相比较，功率因数校正能够更有效地消除整流装置的谐波，具有更广泛的前景，已经成为电力电子技术的一个重要的研究方向.谐波对电网的影响：1、 谐波会导致电源的有功功率降低，功率因数会降低，负载上的实际功率也会随着降低；2、 谐波会引起电磁干扰和射频干扰，导致一些精密电子设备（包括电子式电能表），不能正常工作，甚至会毁坏；3、 谐波将引起线路欧姆热 ，导致整流器过热效率下降 ，也会引起设备老化，缩短设备使用寿命，甚至损坏设备；4、 谐波电流的存在会引起电网电压的畸变，并可能引发振荡，引起电网和用电设备的安全； 5、谐波

11、将会引起继电保护装置误动或拒动，从而直接危及电网的安全运行；6、为了弥补谐波的存在造成的附加损耗，必须增加电器、导线等的容量，从而增加了 投资费用；为了减少谐波的污染，提高功率因数，设计基于L6562升压式有源功率因数校正电路，使功率因数大于0.95.1.2 功率因数校正的现状与发展1.2.1 功率因数校正的现状目前功率因数校正主要有两种方法：无源功率因数校正和有源功率因数校正.无源功率因数校正技术是指在整流电路中用LC滤波器来增大整流桥导通角，从而降低电流谐波来提高功率因数.无源功率因数校正达到的功率因数没有有源功率因数校正的高，但是比较简单，与有源功率因数校正相比比较经济，因而这种技术在中

12、小容量的电子设备中被广泛采用.有源功率因数校正是就是通过功率因数调节装置，使电网输入电流波形完全跟踪电网输入电压波形的变化，并且保持输入电流和电压波形同相位.有源功率因数校正有体积小、重量轻、功率因数可接近1等优点.无缘功率因数和有源功率因数有不同的优势，本文的技术要求比较高，因此本文主要针对有源功率因数校正进行论述.1.2.2 无桥PFC电路无桥PFC电路用单个的变换器代替传统的由四个二极管组成的前级整流桥升压式PFC电路，实现ACDC和PFC两个任务.这个电路实际上是一个双升压式电路.无桥是目前高性能功率因数校正电路研究的一个方向，图1.1为无桥PFC拓扑图. 图1.1无桥PFC电路 无桥

13、PFC电路有两种工作模式：1. 开关管S1和S2同时开通或关断.电压源有正半波和负半波组成，在电源的负半波，S2导通时，电源通过S2和S1的寄生二极管对电感LB充电，S2关断时，电感通过D2、RL和S1的寄生二极管放电，该电路变成一升压式电路.当电压源在正半波时，S1导通时，电源通过S1和S2的寄生二极管对电感LB充电，S1关断时，电感通过D1、RL和S2的寄生二极管放电，该电路变成另外一升压电路.在电源的负半波，S2导通时，电源通过S2和S1的寄生二极管对电感LB充电，S2关断，电感通过D2、RL和S1的寄生二极管放电，这是另一升压式电路.2.当工作模式是：在电源的正半波，S1高频工作，S2

14、则直通.电感LB，S1，D1和负载构成一个升压式电路.在电源的负半波，S2处于高频工作，S1处于直通.S2，D2和负载构成另一个升压式电路.第二种工作模式与第一种相比较模式控制较为简单.1.2.3 软开关功率因数校正电路改进大功率升压式电路的性能近几年在国内是比较热门的，主要集中在如何减少升压式boost电路中的二极管的反向恢复损耗和MOSFET的开通损耗，从而达到提高转换效率和减少电磁干扰的目的.升压式boost电路，输出电压总是比输入电压要大，假如输入电压为100270V时，则输出为370420V.在高频电力电子PFC电路中，功率二极管一般采用快恢复二极管，快恢复二极管是一种具有开关特性好

15、、反向恢复时间较短的半导体二极管，主要应用于开关电源、PWM脉宽调制器、变频器等电子电路中，作为高频整流二极管、续流二极管或阻尼二极管使用. 快恢复二极管的内部结构与普通PN结二极管不同，属于PIN结型二极管，即在P型硅材料与N型硅材料中间增加了基区I，构成PIN硅片.因基区很薄，反向恢复电荷很小，所以快恢复二极管的反向恢复时间较短，正向压降较低，耐压值较高.软开关功率因数校正电路有很多的拓扑电路，将存在的电路统一整理，并区分不同拓扑电路的优缺点，将是研究的方向.1.3论文主要安排本文首先分析了目前国家电网存在谐波，功率低等问题，及功率因数的现状及发展，在第二章中提出功率因数校正电路的原理及分

16、类，第三，四章介绍了元器件和提出技术指标，并最终设计出基于L6562升压式有源功率因数校正电路.2 设计原理2.1 功率因数功率因数（PF）是指交流输入有功功率（P）与输入视在功率（S）的比值. （2.1）（2.1）式中：U1：单位为伏特，表示电网电压有效值； ：表示输入电流失真系数； Ims：单位为安培（A），表示为输入电流有效值； I1：单位为安培（A），表示输入基波电流有效值； ：表示基波电流和基波电压之间的相移因数；由式子（2.1）可知功率因数也可以定义为输入电流失真系数（）和基波电压与基波电流相移（）的乘积，功率因数的高低跟、有关系，增大，可以提高功率因数.由式子（2.1）可知，PF

17、由电流失真系数和决定.当值低，则表示输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，会对电网造成谐波污染.当低时，则表示用电气设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器绕组损耗大.PF与总的谐波畸变率THD的关系如下： (2.2) (2.3) (2.4) (2.5) 有式子（2.5）可知，THD对功率因数的影响，THD越大，功率因数越低，THD越小，功率因数越高，提高功率因数可以通过减小THD来达到.功率因数校正技术分为无源和有源两种，无源功率因数校正的性能比较差，达不到很好的效果，本文技术要求是功率因数大于等于0.95，因此本文只针对有源功率因数校正APFC技术做探讨.有源功率因数校正APFC

18、技术的基本思想：将输入的交流进行全波整流，在整流电路与滤波电容之间加入DC/DC变换，通过适当控制使输入电流的波形自动跟随输入电压的波形，即使整流器的输出电流跟随它输出直流脉动电压波形，且要保持贮能电容电压稳定，从而实现稳压输出和单位功率因数输入.有源功率因数校正APFC技术，从其实现方法上来讲，就是通过功率因数调节装置，使电网输入电流波形完全跟踪电网输入电压波形的变化，并且保持输入电流和电压波形同相位，从而使得无论负载性质如何，从输入端看，负载取用的都是有用功率，是功率因数能够接近于1.由于APFC使得电网端的功率因数接近1，减小了输入电流，降低了配电输入线的损耗，消除了用电装置的谐波分量对

19、电网的污染，本身的工作会产生非线性，引起电网电压、电流畸变的电力电子装置，增加功率因数校正部分对电网带来的效益是明显的，但是用电器本身则会增大体积提高成本.2.2 有源功率因数校正电路2.2.1 有源功率因数校正电路的原理 有源功率因数校正主要是在整流滤波和DC/DC功率级之间串入一个有源PFC作为前置级，用于提高功率因数和实现DC/DC级输入的预稳，用作PFC电路的功率级基本上是升压型Boost变换器，它具有效率高、电路简单、适用电源功率高等优点.有源功率因数校正电路的思想为：选择输入电压作为参考信号，使得输入电流跟踪参考信号，实现输入电流的低频分量与输入电压为一个近似的同频同相的正弦波，以

20、提高功率因数和抑制谐波.有源功率因数校正电路原理图为图2.1.主电路由单相桥式整流器和DCDC变换器组成，包括电压误差放大器VA，基准电压，电流误差放大器CA，乘法器M及驱动器等部分，负载可以是开关电源，也可以为电器.图2.1 有源功率因数校正电路的原理主电路的输出电压Vo与基准电压比较后，再输入给VA，整流电压Vdc的检测值和VA的输出电压Vo信号共同加到乘法器M的输入端.M的输出作为电流反馈控制的基准信号，与开关电流iS检测值比较后，经过CA加到逻辑及驱动器上，用以控制开关VTr的通断，使输入电流ii与Vdc的波形基本一致，从而大大减少了电流谐波，提高了输入功率因数，从而保持了Vo的恒定.

21、2.2.2 有源功率因数校正电路的分类有源功率因数校正电路按电流模式可以分为连续电流模式控制型与非连续电流模式控制型两类.其中，连续电流模式控制型主要有升压型（Boost）、降压型（Buck）、升降压型（BuckBoost）三种；非连续电流模式控制型有正激型（Forward）、反激型（Fly back）两种；它们有不同的优缺点，通过对不同类型的分析，最后选择升压式做为重点研究对象，下面对上述电流模式的工作原理做简单的介绍.1、升压型PFC电路图2.2为升压型PFC主电路，工作过程主要分两种：1.开关管Q导通时，电流IL流过电感线圈L，电感线圈处于未饱和状态时，此时的电感开始以磁能的形式储存电能

22、，电容放电给负载提供能量，图中的R为负载；2.开关管Q截止时，L自感电动势VL与电源VIN 的电流方向相同，此时VL与电源VIN 串联给电容以及负载供电.图2.2升压型PFC主电路该电路的优点是： （1）输入电流是指电感电流，操作上容易调节，在工作过程中处于连续的状态，在整个输入电压的正弦周期内都可以调制，可以得到很高的功率因数. （2）开关管栅极驱动信号地与输出共地，驱动起来比较简单； （3）开关管的电流峰值较小，对输入电压变化具有很强的适应性，适合用在电压变化比较大的电网场所. 主要缺点：输出电压比较高，开关管对输出不能实现短路保护的功能.2、降压型PFC电路图2.3是降压型PFC电路，工

23、作过程主要有两种：1.当开关管Q导通时，二极管D处于截止状态，电流IL流过电感线圈，电感线圈处于未饱和状态时，电流IL线性增加，储存电能；2.当开关管Q关断时，L将会产生自感电动势，向电容和负载供电.因为变换器输出电压总是小于电源电压，故称为降压变换器.图2.3降压型PFC主电路该电路的主要优点是：开关管具有很弱的电压适应能力，假如后面的电路发生短路，可以起到一定的短路保护，该优点是升压式PFC没有的.该电路的主要缺点是：只有输人电压高于输出电压时，降压式PFC电路才能参加工作，在每个正弦周期中，该电路有一段因输人电压低而不能正常工作，输出电压较低，在相同功率等级时，后级DCDC变换器电流应力

24、较大；与升压式PFC相比，开关管门极驱动信号与输出地端不同，驱动较为复杂，再加上输人电流存在断续的情况，功率因数不是很高，应用较少.3、升降压型PFC电路 图2.4为升降压型PFC电路，其工作过程有两种状态：1.当开关管Q处于导通时，电流IIN流过电感线圈，二极管处于截止状态，电容C放电为负载提供能量，电感L处于储能状态；2.当开关管Q处于断开时，IL有减小趋势，L中产生的自感电动势使二极管D处于导通状态，L开始释放其储存的能量，对电容C和负载供电.图2.4升降压型PFC主电路该电路的优点：可以对输人电压升压和降压，适用范围比较广，集合了升压式和降压式PFC的一些优点；电路输出电压选择范围较大

25、，可根据一级的不同要求设计；电路中的开关管可实现输出短路保护的功能.该电路的主要缺点有：开关管要有很强的电压应力，因为开关管的电压为输入电压与输出电压的和；由于在每个开关周期中，输入电流只有在开关管处于导通状态下才会有，峰值电流变的比较大；因此驱动起来比较复杂；因为输出电压极性与输入电压的极性是相反的，后级逆变电路比较难设计，因此在现实应用中比较少.4、正激型PFC电路图2.5为正激型PFC电路，工作状态有两种：1.当开关管Q处于导通时，二级管D1处于正偏导通，D2处于截止状态，电源向负载提供能量，输出电感L处于储能状态.当开关管Q处于关断时，电感L储存的能量通过二极管D2，向负载释放电能，电

26、容C处于充电状态.该电路的磁通是单向累积的，在电路中需要设计磁复位.图2.5正激型PFC主电路这种电路的优点是功率级的电路设计比较简单，缺点是电感中的能量要通过磁复位回路来释放.5、反激型PFC电路图2.6为反激型PFC电路，工作状态有两种：1.当开关管Q处于导通时，输入电压加到高频变压器B1的原边绕组上，由于B1副边整流二极管D1反接，副边绕组中没有电流流过，此时，电容C放电向负载提供能量.当开关管Q关断时，绕组上的电压极性反向，二极管D1正偏导通，储存在变压器中的能量通过二极管D1向负载释放.这种电路的优点是功率级电路简单，且具有过载保护功能.图2.6反激型PFC主电路 2.2.3 升压式

27、有源功率因数校正电路的分析 有源功率因数校正技术的思路，主要是通过控制整流后的电流，在对滤波大电容充电之前，能够与整流后的电压波形相位相同，避免引起电流脉冲的形成，达到提高功率因数的目的.1、升压式Boost电路的基本原理 升压式Boost电路按电流区分有三种工作模式分别为：连续模式、断续模式、临界模式.图2.7为升压式Boost电路拓扑.图中的Vcont是指功率开关MOSFET的控制信号，VI是指MOSFET两端的电压，ID是指流过二极管D的电流.MOSFET有两种状态；1.当开关管T处于导通时，电流IL流过电感线圈L，在电感线圈处于未饱和状态时，电流线性逐渐增加，电感线圈以磁能的形式储存电

28、能，二极管D处于截止状态，电容Cout储存的能量将会释放，为负载提供能量.2.当开关管T处于断开时，线圈储存的磁能将改变线圈L两端的电压VL，以保持其电流IL不发生突变.电源Vin与线圈L转化的电压相串联，以高于输出的电压向电容和负载供电.如图2所示是其电压和电流的关系图.图2.7 Boost电路拓扑电压和电流的关系如图2.8所示.图2.8 Boost电路的电压与电流的关系分析图2.8，可得： (2.6) (2.7)升压式Boost连续模式和临界模式下的基本公式为式(2.7) .2、 临界状态下的Boost-APFC电路设计基于L6562的临界工作模式下的Boost-APFC电路的典型拓扑结构

29、如图2.9所示，图2.10所示是其APFC工作原理波形图. 图2.9 BoostAPFC控制框图 图2.10 临界APFC工作原理波形图升压式Boost实现高功率因数的原理是让整流后的输入电流跟踪输入电压，使能够获得期望的输出电压.控制电路所需的参量有即时输入电压、输入电流以及输出电压.乘法器与输入电流控制部分和输出电压控制部分相连接，使输出的信号为正弦信号.假如输出电压偏离了期望值，如输出电压发生跌落时，电压控制环节的输出电压将会增加，使乘法器的输出也相应随着增加，从而达到使输入电流有效值也相应地随着增加，使能够提供足够的能量.在临近状态控制模型中，输入电流的有效值是由输出电压控制环节实现调

30、制，而输入电流控制环节使输入电流能够保持正弦规律变化，从而达到跟踪输入电压的目的.本文在基于此类控制模型下，采用ST公司的L6562作为控制芯片，给出了Boost-APFC电路的设计方法.3 元器件的选择3.1 L6562简介 图3.1是L6562芯片的元器件，图3.2是L6562芯片的引脚图.DIP-8 图3.1 L6562芯片 INV ZCD COMP GND MULT GD CS VCC 图3-2 L6562引脚图1脚（INV）：误差放大器反向输入端.PFC输出电压分压电阻分压后送入该引脚 . 2脚（COMP）：误差放大器输出端.补偿网络设置在该脚与INV端（1脚），以完 成电压控制环路

31、的稳定性和保证有高的PF值与低的谐波失真（THD）.3脚（MULT）：乘法器输入端.该引脚通过分压电阻分压，连接到整流器整流电压 提供基准的正弦电压给电流环.4脚（CS）：输入到PWM比较器.MOSFET管电流流过取样电阻，在电阻产生电 降，该电压与内部的正弦电压形成基准信号，与乘法器比较来决定MOSFET的 关闭. 5脚（ZCD）：升压电感去磁侦测输入端.工作在临界传导模式，用负极性信号的后 沿来触发MOSFET的导通.6脚（GND）：控制电路的地端.栅极驱动和信号回路的通路都应该汇集到该地引 脚端.7脚（GD）：栅极驱动输出.图腾柱输出能直接驱动MOSFET管或IGBT管，对源 极峰值推动

32、电流是600mA，吸收电流时800mA.该脚的驱动电压被钳制在12V左 右，避免因电压过高而使驱动电压也升高.8脚（VCC）：电压供给IC内部信号与栅极驱动，供电电压能够被限制在22V以下.L6562是在临界电流模式状态下工作的.升压电感L的电流逐渐减小到零时，能够检测到电感两端的电压极性同时发生变化变号，零电流检测器才能够打开外部的MOSFET.为了防止发生虚假触发，电路提供了0.5V的滞后电压.ZCD端输入电压的门限值设为1.82.3V，输入电流为2A ，禁止阈值为200mV，箝位电压为5.7V.为了改进THD的恶化，在L6562的内部乘法器单元中，专门嵌入了TD最优化电路.改进后的电路能

33、够处理AC线路电压过零附近时积聚的能量，从而使桥整流器后的高频滤波器电容能够充分放电，达到减小交越失真，从而降低THD的目的.综合高线性乘法器中的THD最优化电路，L6562允许在误差放大器反相输入端INV脚和输出端COMP脚之间连接RC串联补偿网络，减小放大器输出波纹和乘法器输出的高次谐波的误差.L6562性能与L6561，L6560相比较有明显的提升，但制作的成本并没有增加.3.2 L6562芯片原理框图图3.3为芯片L6562的原理框图.图3.3 L6562芯片原理框图4 电路的设计 4.1基于L6562的Boost-APFC电源电路本文的设计是基于临界状态下，采用的是ST公司的L656

34、2作为控制芯片，设计出升压式有源功率因数校正电路.图4.1给出了由L6562构成的APFC的电路图.图中的C1、C2、L1构成双抗电磁干扰滤波器，输入的交流电经整流桥整流后变换为正弦全波直流脉动，作为升压式Boost电路的输入；电容C3的作用是为了滤除电感电流中的高频信号，降低输入电流中存在的谐波含量；整流后的正弦全波直流电压经过电阻R1和R2构成的电阻分压网络，然后通过3脚输入到乘法器，是用来确定输入电压的波形与相位，电容C4的大小为0.01uF，是用以滤除3号脚的高频干扰信号；PFC的变换器直流输出电压V0经过R8、R9分压反馈到1号脚误差放大器的反相端.升压式Boost电感L的一个副绕组

35、，用作初级电感的高灵敏度的传感器，将初级电感的高频电流传送到R4转换为电压信号，给5号脚以过电流检测信号.芯片的驱动信号通过电阻R5连接到MOS管的栅极；电阻R7作为电感电流的检测电阻，用以采样电感电流的上升沿MOS管的电流，电阻R7一端接地，另一接在MOS管的源极，同时经电阻R6连接到芯片的4号脚；电阻R9和R8不仅构成电阻分压网络，也形成输出电压的负反馈回路；电容C6连接于芯片1、2脚之间，组成电压环的补偿网络. 图4.1 基于L6562的Boost-APFC电源电路 4.2 Boost-APFC电感的设计升压式Boost电感，采用AP法则，原理是首先根据设计要求计算所需电感： (4.1)

36、式中，Virms为输入电压有效值；Vo为输出电压，fsw(min)为MOS管的最小工作频率，通常在20kHz以上；Pi为输入功率.计算要求的AP值为： (4.2)式中，Ku为磁芯窗口利用率，Jc为电流密度，IL(pk)为电感电流峰值.有式子(4.2)式的计算结果可选择磁芯的AP值(大于AP_req，AP=AeAw，单位为m 4).然后根据所选磁芯来计算原边匝数及所需气隙.副边匝数一般按10：1的比例选取. (4.3) (4.4)结论本文主要是围绕功率因数的研究.通过介绍有源功率因数校正电路的分类及原理，研究不同类的优缺点，最后选择升压式有源功率因数校正电路.文章基于L6562芯片设计了Boos

37、t高功率因数电路，并引用AP法则设计其关键元器件Boost电感.经试验验证，该电路启动电流小，外围元器件少，成本低廉，能同时满足电源系统重量轻，稳定性好，可靠性高等要求.实验证明，AP法则是一种快速准确的设计方法.本文主要完成了以下工作：1. 详细介绍了因数校正电路的定义、分类等基本知识，选择了有源功率因数校正电路作为研究对象.2. 详细了解L6562芯片，最后设计出基于L6562升压式有源功率因数校正电路.致谢本次毕业设计过程中，我从指导老师庞保堂身上学到了很多东西.对我们的毕业设计他严格要求，而且他认真负责的工作态度和严谨的治学精神以及深厚的理论水平都使我收益匪浅，是我今后踏入社会的好榜样

38、.他无论在理论上还是在实践中，都给与我很大的帮助，使我得到不少的提高，这对于我以后的工作和学习都有一种巨大的帮助，感谢她耐心的辅导.在论文即将完成之际，我的心情无法平静，从开始进入课题到论文的顺利完成，有多少可敬的师长、同学、朋友给了我无言的帮助，在这里请接受我诚挚谢意！ 同时也感谢学院为我提供良好的做毕业设计的环境. 最后再一次感谢所有在毕业设计中曾经帮助过我的良师益友和同学，以及在设计中被我引用或参考的论著的作者.参考文献1 杨素行模拟电子技术基础简明教程M.北京:高等教育出版社,2009 2 毛兴武功率因数校正原理与控制IC及其应用设计M.北京.中国电力出版社,2007 3 陈汝全电子技

39、术常用器件应用手册(第2版) M. 北京.中国电力出版社,2006 4 毛兴武，王守志功率因数校正电路原理及应用M.北京:高等教育出版社,2004. 5 张浩， 许龙虎有源功率因数校正技术及控制方式分析J上海电力学院学报,20096 陈丽敏APFC技术中的平均电流型控制及其应用研究J电气传动自动化,20017 周志敏，周纪海开关电源实用技术设计与应用M北京：人民邮电出版社,20058 赵玲，吴文军，童富强应用DSP抑制电力电子装置的谐波J华东电力,20009 朱方明，余建刚有源功率因数校正技术原理及应用J现代电子技术,2002(10)：10 罗飞路，杨宾峰有源功率因数校正技术J大众用电,200

40、311 师宇杰，袁臣虎有源功率因数校正的控制机理J电源世界,200712 杜少武，张炜单级功率因数校正器的概述与发展J电气应用,200713 Melester M T. The design of an all digital phase-locked loopM.Signal processing Division, IEEE Electro Space Systems Inc., 1988, 22(9):471-47714 K.Okawa, et al. Parallel-type Coherent multi-stage interference canceller with iterative channel estimation using both pilot and decision-feedback data symbols for W-CDMA mobile radio. In proc. PIMRC, London, UK, 2000，15(8):709-714